НОВЫЙ МЕТОД СУПЕРМОДУЛЯЦИИ

(По материалам журнала Amaterske Radio)

«Что еще не сказано об амплитудной модуляции? Кажется, все возможные варианты AM изучены и описаны: и анодная, и различные сеточные, и супермодуляция... Так что же еще об амплитудной модуляции писать?»

Такими словами начинается статья Яна Шимы (OKUX), мастера радиоспорта, напечатанная в № 8 журнала «Amaterske Radio» за 1960 год. Статья озаглавлена: «Модуляция последовательной, запирающейся лампой». Простая, экономичная и, в тоже время, более эффективная по сравнению с другими схемами экранной модуляции, эта схема применяется с мая 1960года и на радиостанции UA3CH. За короткий срок выявилось неоспоримое преимущество ее перед схемой, описанной т. Шадским - UA3BW («Радио» № 2 за 1959 год). В модуляторе отсутствует модуляционный трансформатор, отпадает необходимость в усилении мощности НЧ.

Сокращенный перевод статьи приводится ниже. В схему модулятора внесены незначительные изменения, связанные с применением ламп отечественного производства.

В статье говорится: - Осуществлять модуляцию на экранную сетку можно по-разному. Последнее время экранную модуляцию применяют для получения так называемой «супермодуляции», позволяющей при модуляционных «пиках» превышать телеграфную мощность, что до недавнего времени считалось возможным лишь при анодно-экранной модуляции. Предлагаемый способ модуляции позволяет в широких пределах менять ее режим от «симметричного» до режима с регулируемым уровнем несущей (известного под названием CLC - controled level carrier), при котором в паузах излучение несущей в несколько раз меньше уровня несущей частоты обычных «традиционных» схем AM. Изменения уровня несущей в такт с модуляцией, а также физический процесс при описываемом методе модуляции, когда источник модулирующего напряжения является источником питания экранной сетки и ряд других особенностей схемы создает условия для получения глубокой, практически 100% модуляции без опасности перемодуляции. Это подтвердилось в процессе эксплуатации одного и того же передатчика как с анодноэкранной, так и с супермодуляцией. Известный метод экранной модуляции с параллельно включенной модуляторной лампой (рис. 1,а) не может дать какого-либо выигрыша, так как на сопротивлении R (или дросселе НЧ),

являющимся нагрузкой модуляторной лампы Л2, падает и часть напряжения, питающего ее экранную сетку. Увеличение глубины модуляции свыше 70% с такой схемой практически невозможно без искажений. Применение последовательного включения модуляторной лампы (рис. 1,6) открывает

совершенно новые возможности, которые недооценивались раньше. Одна из них - возможность полного использования динамической характеристики лампы при таком включении и положена в основу принципа описываемого метода. На схеме (рис. 2)

видно, что звуковое напряжение с микрофонного усилителя подается на сетку лампы Л г, рабочая точка которой устанавливается потенциометром R. Величина Ri определяет максимум анодного тока лампы Лi, когда она открыта. Лампа Лг работает как катодный повторитель. Рабочая точка лампы Лг зависит от данных делителя Rs Ri- Величина Rs должна быть соизмерима или превышать /?-, запертой лампы Лг. От правильного выбора сопротивления Rs зависит оптимальное значение модулирующего напряжения на экранной сетке модулируемой лам¬

пы. Запирающее напряжение -100 в, к которому подключены катоды Лг и Лг, можно брать с выпрямителя сеточного смещения передатчика. Лампа Л при отсутствии U3B на ее сетке открыта, лампа Л2 закрыта, а напряжение на экранной сетке лампы выходного каскада (РА) близко к нулю. При наличии напряжения на сетке лампы Лг она начинает закрываться, ток же через Лг усиливается, а напряжение на экранной сетке лампы РА увеличивается и тем быстрее, чем больше анодный ток лампы Лг и чем меньше внутреннее сопротивление участка анод-сетка. Наличие связи по току между лампами Лг и Лг, высокое входное сопротивление катодного повторителя дают лучшее качество модуляции, чем при других методах супермодуляции на экранную сетку. Принципиальная схема модулятора и микрофонного усилителя приведена на рис. 3. На рис. 4 изображена схема варианта модулятора для передатчиков, оконечный каскад которых имеет лампу с токами экранной сетки, превышающими 30-40 ма при 1!сг свыше - 350 в. Налаживание передатчика для работы в телефонном режиме с модулятором по схеме рис. 3 несложно. После настройки передатчика на наибольшую отдачу в антенну в телеграфном режиме экранная сетка переключателем Пг подключается к катоду лампы Л. (положение CLC). Изменением Ru (или изменением величины запирающего напряжения) устанавливается уровень несущей в паузах. Для работы в так называемом «симметричном режиме» R, устанавливают в такое положение, чтобы анодный ток лампы

РА составлял «телеграфного» тока

(при модуляции 1а должен достигать телеграфного значения, если действующее значение модулирующего напряжения на экранной сетке соответствует Uc2 телеграфного режима).

Для получения эффекта супермодуляции величину тока «молчания» 1 1

уменьшают до -- и даже до -3- тока 4 о

в телеграфном режиме. Если изменение величины R„ не обеспечивает указанных изменений режима РА при отсутствии модуляции, следует несколько уменьшить величину сопротивлений или /?, или /?20, можно несколько увеличить отрицательное напряжение с-100 до -150 в. Степень ослабления несущей в паузах зависит также от отношения U& к Un лампы РА. Чем больше это отноше-

Модулятор CLC в режиме ТЛГ на сетку левой половины лампы Л2 подается отрицательное напряжение, запирающее лампу. При этом большое положительное напряжение с резистора R1 открывает правую половину Л2, что обеспечивает подачу на экранную сетку Л1 положительного напряжения. В случае работы в режиме ТЛФ приходящий на сетку левой половины лампы Л2 сигнал НЧ вызывает изменение ее анодного тока.

Вследствие этого происходит изменение анодного тока правой половины лампы Л2 и экранного напряжения лампы Л1, что приводит к появлению на выходе передатчика модулированного сигнала.Модулятор CLC практически не требует налаживания. Необходимо только установить с помощью потенциометра R3 анодный ток лампы Л1 при молчании в режиме ТЛФ равным 20-25% от значения анодного тока в режиме ТЛГ. Если достичь этого не удается, следует увеличить напряжение смещения либо уменьшить напряжение возбуждения лампы Л1. Модулятор CLC эксплуатировался на радиостанции в течение длительного времени. Во всех случаях качество модуляции корреспондентами оценивалось положительно.

Амплитудная модуляция (AM) - наиболее распространенный тип модуляции. В системе с AM амплитуда несущей изменяется в соответствии с изменением сигнала или информации (рис. 14.1). В отсутствие сигнала амплитуда несущей имеет постоянный уровень, как показано на рис. 14.1(б). При модуляции синусоидальным сигналом амплитуда несущей увеличивается или уменьшается относительно своего немодулированного уровня по синусоидальному закону в соответствии с нарастанием или спаданием модулирующего сигнала. Чем больше амплитуда модулирующего сигнала, тем сильнее изменяется амплитуда несущей. Амплитудно-модулированная несущая (рис. 14.1(в)) имеет огибающую, в точности повторяющую форму модулирующего сигнала, и при демодуляции именно эта огибающая выделяется как полезный сигнал.

Глубина модуляции

Отношение амплитуды модулирующего сигнала к амплитуде несущей называется глубиной или коэффициентом модуляции. Она определяет меру изменения уровня несущей при модуляции. Глубина модуляции всегда выражается в процентах, и поэтому о ней говорят как о «процентной» модуляции.
Амплитуда сигнала
Глубина модуляции = ----------- 100%
Амплитуда несущей

(см. рис. 14.1). Например, если амплитуда сигнала равна 1 В, а амплитуда несущей - 2 В, то глубина модуляции составляет (1 В)/(2 В) 100% = 50%. Такую глубину модуляции имеет АМ-несущая, показанная на рис. 14.1.

Рис. 14.1. Амплитудная модуляция (глубина модуляции 50%);
(а) сигнал; (б) несущая; (в) модулированная несущая.

Перемодуляция

На рис. 14.2(а) показана АМ-несущая со 100%-ной глубиной модуляции. Глубина модуляции, превышающая 100%, приводит к искажениям (рис. 14.2(б)). По этой причине глубину модуляции ограничивают. Например, при передачах радиостанции Би-би-си она ограничена величиной 80%.

Рис. 14.2. (а) Модуляция 100%; (б) перемодуляция.

Боковые частоты

Можно показать, что амплитудно-модулированная несущая состоит из трех гармонических (синусоидальных) компонент с постоянными амплитудами и разными частотами. Этими тремя компонентами являются: сама несущая и два сигнала боковых частот f1 и f2. Каждый модулирующий гармонический сигнал порождает две боковые частоты. Пусть fs – частота модулирующего сигнала и fc – частота несущей, тогда

f1 = fc – fs, f2 = fc + fs,

где f1 и f2 – так называемые нижняя боковая и верхняя боковая частоты соответственно. Например, если частота несущей равна 100 кГц, а частота сигнала - 1 кГц, то

Нижняя боковая частота f1 = 100 – 1 = 99 кГц,
Верхняя боковая частота f2 = 100 + 1 = 101 кГц.
Амплитудно-модулированная несущая, т. е. несущая вместе с двумя сигналами боковых частот, может быть представлена в виде трех вертикальных стрелок, каждая из которых соответствует одному гармоническому сигналу (рис. 14.3). То, что изображено на этом рисунке, называется частотным спектром сигнала (в данном случае частотным спектром АМ-несущей).

Рис. 14.3. Частотный спектр AM-несущей. Рис. 14.4. Боковые полосы.

Боковые полосы

Информационные сигналы почти всегда имеют сложную форму и состоят из большого числа гармонических сигналов. Поскольку каждый гармонический сигнал порождает пару боковых частот, то сложный негармонический сигнал будет порождать многочисленные боковые частоты, что приведет к образованию двух полос частот по обе стороны от несущей (рис. 14.4). Это так называемые боковые полосы частот. Область частот между наибольшей верхней боковой частотой f2 и наименьшей верхней боковой частотой f4 называют верхней боковой полосой (ВБП). Аналогично область частот между наибольшей нижней боковой частотой f3 и наименьшей нижней боковой частотой f1 называют нижней боковой полосой (НБП).
Эти две боковые полосы расположены симметрично относительно несущей, и каждая из них содержит одну и ту же информацию. Несущая не несет никакой информации. Всю информацию несут боковые частоты.
При модуляции одиночным гармоническим сигналом принимается, что верхняя и нижняя боковые полосы простираются от несущей до верхней и нижней боковых частот соответственно (рис. 14.5).

Пример 1

Несущая с частотой 100 кГц промодулирована по амплитуде сигналом, занимающим полосу частот 400-3400 Гц. Определите ширину боковых полос.

Решение

Частота 3400 Гц, самая высокая в спектре сигнала, порождает две боковые частоты (рис. 14.6):
f1 = 100 000 - 3400 = 96 600 Гц,
f2 = 100 000 + 3400 = 103 400 Гц.

Рис. 14.6.

Частота 400 Гц, самая низкая в спектре сигнала, порождает еще две боковые частоты:

f3 = 100 000 - 400 == 99 600 Гц,
f4 = 100 000 + 400 = 100 400 Гц.

Ширина верхней боковой полосы (ВБП): f2 – f4 = 103400 - 100400 = 3000 Гц.
Ширина нижней боковой полосы (НБП): f3 – f1 = 99 600 - 96 600 = 3000 Гц.

Другими словами, обе боковые полосы имеют одну и ту же ширину, равную разности значений наивысшей и наинизшей частот в спектре модулирующего сигнала: 3400 - 400 = 3000 Гц.
Боковые частоты для любой другой частоты в спектре сигнала будут находиться внутри верхней и нижней боковых полос.

Ширина полосы частот

Так как информацию несут только боковые частоты, то для качественной передачи этой информации ширина полосы частот, занимаемой в эфире АМ-системой, должна быть достаточно велика, чтобы вместить все имеющиеся боковые частоты. При модуляции гармоническим сигналом возникают две боковые частоты. Таким образом, полоса частот простирается от нижней боковой частоты f1 до верхней боковой частоты f2 (как показано на рис. 14.5).
Например, если модулирующий гармонический сигнал имеет частоту 1 кГц, то ВБП = НБП = 1 кГц и ширина полосы составит
НБП + ВБП = 2 1 кГц = 2 кГц.

Другими словами, в данном случае ширина полосы частот, занимаемой амплитудно-модулированной несущей, равна удвоенной частоте модулирующего сигнала.
В случае передачи сложного сигнала ширина полосы частот, занимаемой АМ-системой передачи информации, равна удвоенной наивысшей частоте в спектре модулирующего сигнала и, таким образом, включает в себя все боковые частоты.

Одно- и двухполосная передача

Поскольку одна боковая полоса содержит столько же информации, сколько и другая, передачу можно осуществлять с использованием только одной боковой полосы, и при этом не будет никакой потери информации. При однополосной передаче (SSB - по связной терминологии) одна из боковых полос - или нижняя, или верхняя - подавляется и передается только одна оставшаяся боковая полоса. При двухполосной (DSB) передаче передаются обе боковые полосы.
Однополосная передача занимает лишь половину той полосы частот, которая используется при двухполосной передаче, и по этой причине она применяется в телефонии и радиосвязи. При однополосной передаче в заданном диапазоне частот несущей можно расположить вдвое большее число информационных каналов, чем при двухполосной передаче. В силу простоты двухполосная передача используется всеми радиовещательными системами с AM. Поэтому, когда речь идет о связи с использованием AM, обычно имеется в виду двухполосная передача, если не оговорено обратное.

Пример 2

Несущая промодулирована по амплитуде периодическим сигналом в виде меандра с частотой 100 Гц. Пренебрегая гармониками выше пятой, установите ширину полосы частот, необходимую а) для DSB (двухполосной)-передачи и б) для SSB (однополосной)-передачи.

Решение

Сигнал в виде меандра с частотой 100 Гц содержит следующие гармоники:

основную гармонику =100 Гц,
гармонику 3-го порядка = 3 100 = 300 Гц,
гармонику 5-го порядка = 5 100 = 500 Гц.

Гармониками более высокого порядка пренебрегаем. Таким образом, в обрезанном спектре модулирующего сигнала максимальная частота fмакс = 500 Гц.
Ширина полосы для DSB-передачи = 2 fмакс = 2 500 = 1000 Гц.
Ширина полосы для SSB-передачи = DSB/2 = 1000/2 = 500 Гц.

В этом видео рассказывается об амплитудной модуляции:

У амплитудной модуляции много недостатков. Плохая энергетика, подверженность эфирным помехам, прием АМ сигналов почти всегда сопровождается шипением, …, поэтому в большинстве систем радиосвязи АМ уже давно заменили однополосной и частотной модуляцией. Однако, есть у АМ два достоинства, благодаря которым она до сих пор применяется в КСДВ иновещании, несмотря на безуспешные попытки цифровизации. Первое: для приема АМ сигнала требуется очень простой и дешевый приемник. В системах радиосвязи число радиоприемников, как правило, равно числу радиопередатчиков, и сложность построения, к примеру, однополосного приемника на фоне имеющегося в том же конструктиве радиостанции однополосного передатчика, роли не играет. Напротив, в радиовещании, где число приемников в миллионы раз превышает число передатчиков, простота приемника (и его цена) всецело определяет экономику отрасли и слушаемость передач. Второе: при падении уровня АМ сигнала вплоть до шумов, сохраняется не только разборчивость человеческой речи и ее естественность, но даже и узнаваемость музыкальных произведений. Оба этих достоинства пока не удалось превзойти ни одной иной системе модуляции в тех же диапазонах частот. Так что, АМ в радиоэфире еще будет жить долго. Как, впрочем, и радиолампы в выходных каскадах мощных передатчиков! Транзисторы, увы, там себя чувствуют весьма неуютно.

Эффективное формирование АМ производится в выходном каскаде радиопередатчика с помощью изменения питающих напряжений на экранной сетке и аноде лампы. При этом, тракт формирования несущей, включая выходной каскад, может быть нелинейным (режимы класса В и С) или даже цифровым (режимы класса D, E, F). Такое построение передатчика делает его простым в производстве, поскольку цифровые схемы имеют 100%-ную повторяемость и не требуют регулировки (кроме E). К примеру, цифровой тракт маломощного АМ передатчика, предназначенный для средневолнового радиовещания, включая предвыходной каскад, был уже опубликован в нашем журнале. Линейное же усиление АМ сигнала, сформированного в возбудителе на малом уровне (как это принято в однополосной модуляции) требует сложного в регулировке линейного тракта, снижает выходную мощность в 4 раза и КПД менее, чем до 20%. Если бы Ваш 100-ваттный SSB трансивер имел честную (а не усиленную в линейном тракте) АМ, то мощность сигнала в режиме несущей была бы 100 Вт, а на пике модуляции – 400 Вт. А так Вы довольствуетесь в лучшем случае средней мощностью 25 Вт и при этом трансивер потребляет от источника питания столько же, как при полной мощности в режиме SSB.

Собственно, изменение ВЧ составляющей первой гармоники анодного тока и, как следствие, напряжения на колебательном контуре, U a1 = I a1 . R k , производится путем изменения в такт с модуляцией напряжения на экранирующей сетке выходной радиолампы. Для того, чтобы при малых амплитудах выходного напряжения анод лампы не перегревался (для увеличения КПД), в такт с модуляцией, изменяют еще и напряжение питания анода, чтобы оно при любых значениях тока анода составляло бы 110 – 120% от ВЧ напряжения на контуре. В этом и состоит принцип анодно-экранной модуляции – АЭМ (Рис. 1).

Есть и еще одно важное правило АЭМ: при любых значениях сигнала модуляции напряжение на экранирующей сетке лампы должно быть меньше анодного и сохранять то же соотношение с ним, что и при отсутствии модуляции. Это правило необходимо соблюсти схемотехнически, чтобы при работе передатчика его невозможно было бы нарушить, иначе лампа выходного каскада выйдет из строя по экранной сетке. Сетка просто расплавится.

Реализовать суммирование постоянных напряжений питания с переменными модулирующими можно, по крайней мере, двумя способами. Первый, наиболее простой, который сразу приходит в голову – соединить последовательно два источника напряжения – постоянного питающего E a или E g2 и переменного сигнала модуляции U a m или U g2 m , как это показано на рисунке 2. Все, вроде бы хорошо, кроме двух серьезных «НО». Первое: через источник модулирующего напряжения протекает постоянная составляющая анодного тока. Это означает, что выходной модуляционный трансформатор должен работать с подмагничиванием (и иметь почти в два раза большее сечение сердечника и немагнитный зазор), либо, чтобы скомпенсировать ток подмагничивания, выходной каскад модулятора должен быть однотактным, и работать в режиме класса А (Та еще печка!). Если мы говорим о мощностях в единицы ватт, то это технически вполне реализуемо. Если же передатчик должен иметь мощность в десятки и сотни ватт, то модуляционный трансформатор сильно разрастается в габаритах, и стоимости. Второе «НО»: Модуляционный трансформатор находится под высоким потенциалом анодного напряжения. Поэтому между его обмотками необходимо размещать высоковольтную изоляцию, что серьезно усложняет конструкцию трансформатора и повышает риск его пробоя. Как следствие, - такой трансформатор должен рассчитываться и изготавливаться индивидуально под каждый проектируемый передатчик и не может быть унифицирован по техническим и экономическим причинам. То есть, кажущаяся простота схемы оборачивается серьезными технологическими сложностями.

Однако, вспомнив второй закон Кирхгофа и сложение напряжений на общей нагрузке с помощью двух реактивных сопротивлений в цепи каждого источника, можно нарисовать схему параллельного суммирования (Рис. 3). Схема стала сложнее. В ней появились две дополнительные LC цепочки. Однако, модуляционный трансформатор уже находится под нулевым потенциалом и не имеет подмагничивания!!! То есть, в его качестве можно использовать стандартный выходной или даже силовой трансформатор, а не проектировать и мотать его самостоятельно. Неизбежное подмагничивание в индуктивностях ушло из трансформатора в низкочастотные дроссели, которые также существуют стандартные, и их тоже не надо мотать самостоятельно. Высокая разность потенциалов ушла в разделительные конденсаторы, что для них свойственно. Вот, так. Немного подумав, слегка усложнив схему, можно упростить ее реализацию и поднять надежность!

Расчет элементов схемы. Исходные данные для расчета: полоса модулирующих частот, напряжения питания анода Ua, экранной сетки Ug2 и токи потребления выходного каскада передатчика Ia и Ig2. Проведем расчет сразу на конкретном примере. Пусть F min = 50 Гц, F max = 8000 Гц (вещательная АМ, класс излучения 16K0A3EGN), напряжение питания анода будет 400 вольт, напряжение экранной сетки 175 вольт. Ток потребления по цепи анода 300 мА, по цепи экранной сетки 30 мА. Узнается пара ламп 6П45С в относительно легком режиме.

Цепь анода.

Эквивалентное сопротивление нагрузки модулятора по цепи анода:

1. Ra = Ua / Ia; или в числах: Ra = 400 / 300 = 1,333 кΩ.

На нижней частоте модуляции Fmin допустим завал АЧХ на 3 дБ. Стало быть, индуктивное сопротивление анодного модуляционного дросселя X LДр1 должно быть не менее Ra. Поэтому:

2. L Др1 = Ra / (2 π Fmin) = 1333 / (2 * 3,14 * 50) = 4,24 Г. Примем с запасом L Др1 = 5 Г.

Зададимся максимальным рабочим коэффициентом модуляции m. При m = 100% велика вероятность перемодуляции и искажений, поэтому будем считать, что максимальная рабочая глубина модуляции (при так называемом «синусном режиме» – настройка тоном) составляет 90%. Тогда:

3. Ua m = Ua * m = 400 * 0,9 = 360 вольт.

Однако, поскольку минимальный пик-фактор (отношение модулирующего напряжения самого громкого звука к среднему уровню) для речи и музыки не бывает меньше, чем 3 (для концертов симфонической музыки пик фактор может достигать и 7), средняя глубина модуляции составит:

4. m ср = m / q = 0,9 / 3 = 0,3 или 30%

Соответственно, среднее модулирующее напряжение в анодной цепи:

5. Ua m ср = Ua * m ср = 400 * 0,3 = 120 вольт.

Через дроссель Др1 в рабочем режиме протекают два тока: постоянный 300 мА и переменный, определяемый средним модулирующим напряжением и реактивным сопротивлением дросселя на нижней частоте модуляции. При этом важно, чтобы при максимальном значении тока, дроссель бы не замагничивался. Поэтому считаем на пиковое напряжение модуляции при m = 0,9.

6. Амплитуда тока I Др1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Др1) = 360 / (2 * 3,14 * 50 * 5) = 0,229 А.

Выбор максимального значения тока дросселя, в отличие от схем сглаживающих фильтров, надо выбирать не по тепловому действию, а по максимальной амплитуде тока, чтобы дроссель не замагничивался на пиках сигнала модуляции. С учетом завала в 3 дБ на нижней рабочей частоте, значение тока, на которое должен быть рассчитан анодный дроссель, составит:

7. I Др1 = Ia + I Др1 ~ * m * 0,707 = 300 + 229 * 0,9 * 0,707 = 446 мА.

По таблице стандартных низкочастотных дросселей серии «Д» выбираем Д48-2,5-0,4. Его параметры: индуктивность 2,5 генри при рабочем токе 400 мА, активное сопротивление 54 Ω максимальное переменное напряжение частоты сети на обмотке, при максимальном рабочем токе, – 11 вольт (амплитуда – 15,6 В). Таким образом, пиковое значение тока для дросселя Д48 составит: 0,4 + 15,6 / (2 * 3,14 * 50 * 2,5) = 420 мА. Превышение амплитуды тока над максимальным значением – 26 мА или 6,2%. То есть, на пике модуляции индукция в сердечнике составит не 1,6 Тесла, а на 6,2% больше, то есть, 1,7 Тесла. Область графика намагниченности для ленточных магнитопроводов 1,6 – 1,7 Тесла характеризуется уже значительной нелинейностью, хотя сердечник еще не входит в насыщение. Впрочем, если нижняя частота модуляции будет не 50 Гц, а на 6,2% выше, то есть, - 53 Гц (при прослушивании музыки с радиоприемника практически не заметно), то захода в нелинейную область не будет. Однако, во входном фильтре сигнала модуляции, перед подачей его на модулятор, необходимо будет предусмотреть дополнительный завал АЧХ на 6,2% на нижней рабочей частоте. Впрочем, можно выбрать дроссель с заведомо большим рабочим током, например, Д47-1,2-0,56 и соединить последовательно 4 штуки. Если же все-таки мы оставляем выбор на Д48-2,5-0,4, то для получения индуктивности в 5 Г включаем последовательно два таких дросселя. Падение напряжения анодного питания на активном сопротивлении составного дросселя (два Д48, включенных последовательно) составит:

8. U Др1 = Ia * 2 * R Др1 = 0,3 * 2 * 54 = 32,4 В.

Таким образом, необходимое анодное напряжение с выхода выпрямителя с учетом потерь на дросселе составит:

9. Ea = Ua + U Др1 = 400 + 32,4 = 433 В.

Разделительный конденсатор Cp1 работает на параллельное соединение активного сопротивления цепи анода передатчика Ra и индуктивное сопротивление модуляционного дросселя X LДр1 , модуль которого составляет:

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LДр1) = √1/(1/1333 2 +(2*3,14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1/1571 2) = 1016Ω.

На нижней частоте Fmin реактивное сопротивление X Cр1 должно составлять не более 1/5 от Za. Таким образом:

11. Cp 1 = 5/(2 π Fmin Za) = 5/(2*3,14*50*1016) = 15,7 мкФ.

Применим стандартный номинал 20 мкФ на 600 В и тип конденсатора МБГО-2.
Блокировочный конденсатор Сб 1 , установленный в непосредственной близости от анодного дросселя, включен параллельно выходному конденсатору фильтра анодного выпрямителя. Поэтому, хотя его емкостное реактивное сопротивление и должно быть меньше Za в 20 – 50 раз, тем не менее, в модуляторе возможно его установить минимальной емкости, например, равным Cp 1 , а остальную часть емкости возьмет на себя выходной конденсатор фильтра выпрямителя Ea. Главное, чтобы их общая емкость не была бы меньше чем

12. Сб общ = (20…50)/(2 π Fmin Za) = (20…50)/(2*3,14*50*1016) = (63…157) мкФ.

То есть, если в качестве Сб 1 установить конденсатор 20 мкФ, а на выходе выпрямителя будут, к примеру, установлены два последовательно соединенных электролитических конденсатора по 150 мкФ с общей емкостью в 75 мкФ, то все получится как нельзя лучше. Ну, или можно найти 50 или 100 мкФ на 600 вольт из более современных типов, например К75-40б.
Мощность, отдаваемая модулятором в анодную цепь передатчика при m = 90% с учетом потерь в активном сопротивлении составного модуляционного дросселя:

13. Pm a = U 2 a m /(2*Ra) + (I Др1 ~ / q) 2 *2*R Др1 = 360 2 /(2*1333) + (0,054/) 2 *2*54 = 48,6 + 3,5 = 52,1 Вт.

При m = 1 эта мощность составила бы 64 Вт, а при m = 0,3 потребуется лишь 5,7 Вт.

Цепь экранной сетки.

Для линейности модуляции необходимо выдержать на нижнем пике (при минимальных напряжениях Ua min и Ug 2min) такое же соотношение напряжений, как и в режиме покоя. То есть,

14. Ua / Ug 2 = Ua min / Ug 2min = 400 / 175 = 2,29

При m = 0,9 минимальное напряжение на аноде

15. Ua min = Ua – Ua m = 400 – 360 = 40 вольт.

Стало быть, минимальное напряжение на экранной сетке при 90% модуляции должно быть:

16. Ug 2min = Ua min / 2,29 = 40/2,29 = 17,5 В.

Таким образом,

17. Ug 2 m = Ug 2 – Ug 2min = 175 – 17,5 = 157,5 В, а эффективное значение 111,4 В.

Поскольку нагрузка модуляционного трансформатора по цепи экранной сетки мизерна по сравнению с анодной цепью (мощность, в десятки раз меньше), расчет будет отличаться от анодной цепи модуляции. Будем выбирать параметры цепи экранной сетки исходя из общей нагрузки модуляционного трансформатора. Эквивалентное сопротивление нагрузки модулятора по цепи экранной сетки, пересчитанное из анодной цепи составит:

18. Rg 2э = Ra / (Ua / Ug 2) 2 = 1333 / 2,29 2 = 254 Ω;

Это сопротивление определяет необходимое индуктивное сопротивление дросселя, которое, будучи включенным параллельно цепи экранной сетки, не должно оказывать влияния на АЧХ цепи, то есть, должно быть, как минимум, в 5 раз больше исходного:

19. L Др2 = 5 Rg 2э / (2 π Fmin) = 5 * 254 / (2 * 3,14 * 50) = 4,04 Г. Стандартное значение 5 Г.

Индуктивное сопротивление дросселя на нижней частоте модуляции составит:

20. X LДр2 = 2 π F min L Др2 = 2*3,14*50*5 = 1571 Ω.

Сопротивление цепи экранной сетки

21. Rg 2 = Ug 2 / Ig 2 = 175 / 30 = 5,833 кΩ.

Наглядно видно, что Rg 2 >> Rg 2э, (5833 >> 254) и по цепи экранной сетки модуляционный трансформатор работает практически на холостом ходу. Сопротивление Rg 2 определяет мощность, потребляемую от модулятора экранной сеткой:

22. Pm g2 = U 2 g 2 m / (2* Rg 2) = 157,5 2 / (2 * 5833) = 2,1 Вт.

Аналогично,

23. для m = 1; Pm g2 = 2,65 Вт, а для m = 0,3; Pm g2 = 0,24 Вт.

Для ограничения тока экранной сетки (защита лампы при рассогласовании нагрузки), а также предотвращения резонансных явлений в цепи модуляции, необходимо подключить к дросселю последовательное сопротивление со значением равным X LДр2 или большее. При R = X LДр2 модуль полного сопротивления полученной RL цепи составит:

24. Zg 2 = X LДр2 *√2 = 2222 Ω

Соответственно, амплитуда переменного модулирующего тока в RL цепи составит:

25. I Др2 ~ = (Ug 2 m m) / Zg 2 = (157,5*0,9) / 2222 = 0,064 А.

А пиковый ток через дроссель составит

26. I Др2 = Ig 2 + I Др2 ~ = 30 + 64 = 94 мА.

Выбираем стандартный дроссель Д22-5-0,1. Его параметры: индуктивность 5 генри при рабочем токе 100 мА, активное сопротивление 326 Ω при последовательном соединении обмоток.

27. Поскольку Д22-5-0,1 уже имеет собственное активное сопротивление обмотки 326 Ω, добавить надо R = X LДр2 – R Др2 = 1571 – 326 = 1245 Ω.

Стандартный больший номинал 1,3 кΩ.
Разделительный конденсатор Cp2 работает на параллельное соединение комплексного сопротивления цепи дросселя Zg 2 , = 2,222 кΩ (фаза ϕ = 45°) и активного сопротивления экранной сетки Rg 2 = 5,833 кΩ, модуль общего сопротивления которых с учетом фазы составляет:

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos ϕ / Zg 2) 2 + (sin ϕ / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5,833 + 0,707 / 2,222) 2 + (0,707 / 2,222) 2 ] = √1/(0,24 + 0,1) = 1,715 кΩ

На нижней частоте Fmin реактивное сопротивление X Cр2 должно составлять не более 1/5 от Zg 2Rg2 . Таким образом:

29. Cp 2 = 5/(2 π Fmin Zg 2Rg2) = 5/(2*3,14*50*1715) = 9,3 мкФ.

Применим стандартный номинал 10 мкФ на 300 В и тип конденсатора МБГО-2.
Блокировочный конденсатор Сб2, установленный в непосредственной близости от резистора R, включен параллельно выходному конденсатору фильтра экранного выпрямителя. Поэтому, хотя его емкостное реактивное сопротивление и должно быть меньше Zg2 в 20 – 50 раз, тем не менее, в модуляторе возможно его установить минимальной емкости, например, равным Cp 2 , а остальную часть емкости возьмет на себя выходной конденсатор фильтра выпрямителя Eg 2 . Главное, чтобы их общая емкость не была бы меньше чем

30. Сб общ = (20…50)/(2 π Fmin Zg 2) = (20…50)/(2*3,14*50*2222) = (29…72) мкФ.

То есть, если в качестве Сб 2 установить конденсатор 10 мкФ, а на выходе выпрямителя будет, к примеру, установлен конденсатор 47 мкФ, то все получится как нельзя лучше. Ну, или, если не нравятся электролиты, можно поставить конденсатор 30 мкФ на 300 вольт МБГО-2. При проектировании конкретной схемы эти расчетные соотношения являются справочными, которые нельзя нарушать, реализация же схемы может быть различной в зависимости от типа примененного силового трансформатора и схемы выпрямителя. При расчете сглаживающих фильтров для обеспечения нужного коэффициента пульсаций, емкости конденсаторов могут оказаться большими, чем рассчитанные, и тогда их надо установить соответственно большими. При m = 0,9 (и при нижней частоте модуляции 50 Гц) потери мощности модулятора на активном сопротивлении цепи составят:

31. Р RДр2 = I 2 Др2 ~ * (R + R Др2) = 0,064 2 * (1300 + 326) / 2 = 3,33 Вт.
32. При m = 1 Р RДр2 = 4,1 Вт и при m = 0,3; Р RДр2 = 0,37 Вт.
33. Причем, 0,064 2 *1300 = 2,66 Вт при m = 0,9; 3,29 Вт при m = 1; 0,3 Вт при m = 0,3

из них будут рассеиваться на резисторе R при частоте модуляции 50 Гц. Мощность, отдаваемая модулятором в цепь экранной сетки при глубине модуляции 90% и синусном режиме (q = 1):

34. Pm g2RДр2 = Pm g2 + Р RДр2 = 2,1 + 3,33 = 5,43 Вт.

Полная мощность модулятора при глубине модуляции 90% и q = 1 составит:

35. Pm = Pm a + Pm g2RДр2 = 52,1 + 5,43 = 57,5 Вт.

Для 100% синусной модуляции на частоте 50 Гц мощность модулятора потребуется

36. Pm = 64 + 2,65 + 4,1 = 70,8 Вт.

С увеличением частоты мощность потерь на резисторе R будет падать линейно. При штатной работе передатчика на разговорных и музыкальных программах (q = 3) от модулятора потребуется мощность: 5,7 + 0,24 + 0,3 = 6,24 Вт. И с учетом КПД модуляционного трансформатора – 6,9 Вт. Здесь стоит обратить внимание на квадратичную зависимость мощности модулятора от глубины модуляции. Бросается в глаза 10-и кратная разница средней мощности модуляции при штатной работе на реальном музыкально-разговорном сигнале – 6,9 Вт и при синусном режиме и 100% модуляции более 70 Вт. Поэтому к модулятору АМ передатчика не предъявляется требование обеспечения максимальной долговременной мощности в синусном режиме. Главное, чтобы на пиках сигнала модуляции он мог обеспечить амплитуду выходного напряжения равную напряжению анодного питания выходного каскада. Для АЭМ подойдет почти любой модулятор относительно малой мощности (в районе 20 - 60 Вт), способный выдать максимальное напряжение модуляции, и устойчивый к кратковременным перегрузкам по току. В таком режиме очень хорошо могут работать транзисторные и особенно ламповые УМЗЧ с трансформаторным выходом. Схемы интегральных УМЗЧ с бестрансформаторным выходом, увы, не обеспечивают пиков напряжений при меньшей мощности, и при их использовании микросхема УМЗЧ должна быть рассчитана на максимальную мощность модулятора, то есть, на 80 Вт с учетом КПД модуляционного трансформатора. Падение постоянного напряжения питания экранной сетки на активном сопротивлении дросселя R Др2 и добавочном резисторе R составит:

37. U RДр2 = Ig 2 * (R + R Др2) = 0,03 * (1300 + 326) = 49 В.

И напряжение питания цепи экранной сетки на выходе выпрямителя должно быть:

38. Eg 2 = Ug 2 + U RДр2 = 175 + 49 = 224 вольт.

Мощность постоянного тока, рассеиваемая резистором R, составит:

39. I 2 g2 * R = 0,03 2 * 1300 = 0,9 Вт.

Учитывая, что на нем еще рассеивается и часть мощности модулятора, при m = 0,3 общая рассеиваемая мощность на резисторе R составит:

40. P R = I 2 Др2 ~ *R + I 2 g2 *R = 0,3 + 0,9 = 1,2 Вт.
41. Однако, при 90%-ной модуляции на частоте 50 Гц, на этом резисторе будет рассеиваться мощность PR90 = 0,3 + 3,29 = 3,6 Вт.

Выбираем с большим запасом два резистора мощностью 2 Вт и номиналом в 2,7 кΩ, соединенные параллельно. Типономинал: МЛТ или С2-23 – 2 Вт – 2,7 кΩ ± 5%. Поскольку номинал 1,35 кΩ получился отличный от расчетного 1,3 кΩ, то при необходимо пересчитать напряжение питания цепи экранной сетки:

42. U RДр2 = Ig 2 * (R + R Др2) = 0,03 * (1350 + 326) = 50,3 В.
43. Eg 2 = Ug 2 + U RДр2 = 175 + 50 = 225 вольт.

На нижней частоте модуляции 50 Гц на пиках, достигающих 100%, на составном резисторе будет рассеиваться мощность в 4,2 Вт, но поскольку этот режим не является штатным и практически недостижимым в эксплуатации передатчика, то такие кратковременные всплески для двух резисторов по 2 ватта при средней мощности, не превышающей 1,2 Вт, вполне допустимы.

Модуляционный трансформатор. Должен сохранять линейность передаточной характеристики во всем диапазоне модулирующих напряжений. В номинальном режиме (при коэффициенте модуляции 90%) он должен иметь на анодной обмотке амплитуду напряжения 360 вольт, а на экранной обмотке (части анодной до отвода) амплитуду напряжения 157,5 вольт. При этом, желательно, чтобы трансформатор допускал бы 10% перегрузку по напряжению на пиках модуляции до 100%.

Пересчитаем эти напряжения в эффективные. Получим 254,6 В и 111,4 В.

Исследуя параметры стандартных трансформаторов, выпускаемых нашей промышленностью, бросается в глаза очень точное совпадение с рассчитанными значениями напряжений сетевых обмоток у силовых трансформаторов серии ТАН и ТН. Две сетевые обмотки, имеющиеся у этих трансформаторов, рассчитаны на напряжение 127 вольт и имеют отвод на 110 вольт.

Включив обе обмотки последовательно, получаем напряжение 254 вольта, и с отвода одной обмотки – 110 вольт. Полагаю совпадение очень точное! Впрочем, трансформаторы ТН имеют на сетевой обмотке дополнительные отводы, что позволяет точно подобрать соотношение анодного и экранного модулирующих напряжений и для других типов радиоламп.

Теперь с мощностью. Поскольку синусный режим при 90% модуляции является штатным, трансформатор обязан обеспечить передачу мощности 58,2 Вт.

Выбираем в качестве модуляционного стандартный силовой трансформатор ТН46-127/220-50. Поскольку трансформаторы обратимы, мы будем его использовать «с выхода на вход».

Его параметры (Рис. 4):

Поскольку долговременные нормируемые отклонения сетевого напряжения могут составлять ±10% от номинала, то силовой трансформатор рассчитан не только на 10-процентную перегрузку, но и на штатную эксплуатацию при напряжении на 10% большем, чем номинальное. И модулятор с таким трансформатором легко обеспечит 100%-ную модуляцию на нижней рабочей частоте 50 Гц. Соединив шестивольтовые обмотки модуляционного трансформатора последовательно, получим, что при коэффициенте модуляции m = 0,9, мощности модулятора Pm = 58 Вт и номинальном напряжении четырех обмоток Um = 25,2 вольта, входное сопротивление цепи сигнала модуляции по переменному току составит:

1. Rm = U 2 m/Pm = 25,2 2 / 58 = 11 Ω.

Иными словами, если у Вас есть обычный бытовой УМЗЧ, мощностью 30 – 80 Вт, который на колонке сопротивлением 8, 12 или 16 Ω, может развивать напряжение в 24 – 28 вольт, то Вы можете использовать его в качестве модулятора для Вашего АМ передатчика.

Опубликованные мной в журнале РАДИО с 2005 по 2008 многочисленные схемы двухтактных ламповых УМЗЧ с трансформаторами ТАН и ТН, есть ни что иное, как предваряющие публикации модуляторов с приятным, ламповым, звучанием для маломощных радиовещательных АМ передатчиков. В них лишь нужно ввести коррекцию АЧХ, чтобы завал в 3 дБ наблюдался бы на верхней частоте модуляции Fmax = 7,5 … 8 кГц, и на частоту 9 кГц установить режекторный фильтр с подавлением не менее 40 дБ для обеспечения класса излучения 16K0A3EGN в соответствии с международным Регламентом Радиосвязи. А опубликованный в разделе «Для начинающих» ламповый УМЗЧ на 6Н23П и 6П43П - это модулятор для 25-и ваттного вещательного передатчика начинающего индивидуального радиовещателя, проверенный на двух сотнях студентов и доступный для изготовления даже первокурснику гуманитарного ВУЗ-а.

Источник питания в нашем примере расчета должен выдавать анодное напряжение 433 вольта при токе 300 мА и экранное питающее напряжение 200 вольт при токе в 30 мА. Дроссели в сглаживающих фильтрах выпрямителя используем те же самые, что и в схеме модуляции: Д48-2,5-0,4 и Д22-5-0,1.

Расчет выпрямителя и сглаживающих фильтров, приводится в справочниках радиолюбителя.

В качестве силового трансформатора применяем стандартный ТА199-220-50 (Рис. 5):

Поскольку имеющийся трансформатор имеет шесть обмоток с напряжениями 80 и 20 вольт, то есть возможность использовать два мостовых выпрямителя, отдельно для экранного напряжения Eg2 и добавить к нему выпрямленное напряжение с оставшихся обмоток для получения номинала анодного Ea, таким образом, снизив рабочие напряжения на выпрямителях и сглаживающих фильтрах, что очень удобно. При этом соотношение питающих напряжений Ea и Eg2 получается автоматически за счет включения обмоток трансформатора и будет сохраняться при любых колебаниях напряжения электросети. Так, что данная схема не требует стабилизации напряжений. Нарисуем полную схему:

Накальные напряжения и напряжения смещения следует подавать на лампы выходного каскада передатчика от отдельного трансформатора и включать его на одну-две минуты раньше, до подачи анодного и экранного напряжений.