ÚJ SZUPERMODULACIÓS MÓDSZER

(Az Amaterske Radio magazin anyagai alapján)

„Mit nem mondtak még el az amplitúdómodulációról? Úgy tűnik, minden lehetséges opciók Az AM-t tanulmányozták és leírták: anódos, különféle rács és szupermoduláció... Szóval mit lehet még írni az amplitúdómodulációról?

Ezekkel a szavakkal kezdődik Jan Szyma (OKUX), a rádiósport mesterének cikke, amely az Amaterske Radio folyóirat 8. számában jelent meg 1960-ban. A cikk címe: "Moduláció soros, kapuzott csővel." Egyszerű, gazdaságos és ugyanakkor hatékonyabb a többi képernyőmodulációs sémához képest, ezt a sémát 1960 májusa óta használják az UA3CH rádióállomáson. Mögött rövid időszak napvilágra került tagadhatatlan előny Shadsky elvtárs által leírt séma előtt – UA3BW („Radio” No. 2, 1959). A modulátor nem rendelkezik modulációs transzformátorral, így nincs szükség az alacsony frekvenciájú teljesítmény erősítésére.

A cikk rövidített fordítását az alábbiakban közöljük. Kisebb változtatások történtek a modulátor áramkörén a hazai gyártású lámpák használata miatt.

A cikk a következőket írja: - A képernyőrácsra történő moduláció többféleképpen is elvégezhető. A közelmúltban képernyőmodulációt használnak az úgynevezett „szupermoduláció” előállítására, amely lehetővé teszi, hogy a modulációs „csúcsok” meghaladják a távíróteljesítményt, amit egészen a közelmúltig csak anód képernyő modulációval tartottak lehetségesnek. A javasolt modulációs módszer lehetővé teszi az üzemmódjának széles tartományon belüli „szimmetrikus”-tól állítható vivőszintű (CLC-vezérelt szintű vivő) üzemmódba való átállítását, amelyben a szünetekben a vivősugárzás többszöröse kisebb, mint a a hagyományos „hagyományos” AM sémák vivőfrekvenciája . A vivőszint időbeni változása a modulációval, valamint a leírt modulációs eljárás során a fizikai folyamat, amikor a moduláló feszültségforrás a képernyőrács áramforrása és számos más áramköri jellemző megteremti a feltételeket a mély, szinte 100%-os moduláció a túlmoduláció veszélye nélkül. Ez ugyanazon adó anódernyős és szupermodulációs működése során is beigazolódott. A jól ismert ernyőmodulációs eljárás párhuzamosan kapcsolt modulátorlámpával (1. ábra, a) nem ad erősítést, mivel R ellenállásnál (vagy LF fojtónál)

az L2 moduláló lámpa terhelése lévén az árnyékoló rácsát tápláló feszültség egy része is leesik. A modulációs mélységet 70% fölé növelni egy ilyen áramkörrel szinte lehetetlen torzítás nélkül. Megnyílik a modulációs lámpa szekvenciális bekapcsolása (1.6. ábra).

teljesen új lehetőségeket, amelyeket korábban alábecsültek. Ezek egyike a lámpa dinamikus jellemzőinek ilyen módon történő bekapcsolásának lehetősége, és ez képezi a leírt módszer elvének alapját. A diagramon (2. ábra)

látható, hogy a mikrofonerősítő hangfeszültsége az Lg lámpa rácsára kerül, melynek működési pontját az R potenciométer állítja be. Az Ri érték határozza meg a Li lámpa nyitott anódáramát. Az Lg lámpa katódkövetőként működik. Az Lg lámpa működési pontja az Rs Ri- osztó adataitól függ. Rs értékének arányosnak kell lennie a /?- értékkel, vagy meg kell haladnia az Lg reteszelt lámpát. Tól től a helyes választás Az Rs ellenállás a modulált lámpák árnyékoló rácsán lévő moduláló feszültség optimális értékétől függ

py. A -100 V blokkoló feszültség, amelyre az Lg és Lg katód csatlakozik, az adó hálózati előfeszítő egyenirányítójából vehető. Az L lámpa, ha a rácsán nincs U3B, nyitva van, az L2 lámpa zárva van, és a végfokozat lámpa (PA) képernyőrácsán a feszültség nullához közelít. Ha feszültség van az Lg lámpa rácsán, az elkezd zárni, és az Lg-n keresztüli áram nő, és az RA lámpa képernyő rácsának feszültsége nő, és minél gyorsabb, annál nagyobb az Lg lámpa anódárama. és minél kisebb az anódrács-szakasz belső ellenállása. Az Lg és Lg lámpák közötti áramcsatolás és a katódkövető nagy bemeneti ellenállása legjobb minőség moduláció, mint a képernyőrácsra történő szupermoduláció más módszereinél. Sematikus ábrája A modulátor és a mikrofonerősítő az ábrán látható. 3. ábrán. A 4. ábra a távadók modulátor opciójának diagramját mutatja, amelynek utolsó fokozata egy lámpával rendelkezik, amelynek 30-40 mA-t meghaladó ernyőáram 1 g feletti - 350 V-nál. Ábra ábra szerinti távadó beállítása modulátoros telefonműködéshez. 3 könnyű. Miután az adót a távíró üzemmódban az antenna maximális teljesítményére hangolta, a képernyőrácsot egy Pg kapcsolóval (CLC állás) csatlakoztatjuk az L lámpa katódjához. A Ru megváltoztatásával (vagy a blokkoló feszültség értékének megváltoztatásával) a vivőszint szünetekben beállítható. Az ún. szimmetrikus mód» R, olyan helyzetbe állítva, hogy a lámpa anódárama

Az RA alkotta a „távíró” áramot

(1a modulációval el kell érnie a távíró értékét, ha effektív érték a képernyőn megjelenő modulációs feszültség a távíró üzemmód Uc2-jének felel meg).

A szupermodulációs hatás eléréséhez a „csend” áram értéke 1 1

-, sőt -3-ra csökkentve 4 o

távíró üzemmódban. Ha az R„ érték változása nem biztosítja a jelzett változásokat az RA módban moduláció hiányában, az ellenállások értékét kis mértékben csökkenteni kell, vagy /?, vagy /?20, a negatív feszültséget kissé növelni kell. -100 és -150 V között. A szünetek alatti vivőcsillapítás mértéke a PA lámpa U& és Un közötti arányától is függ. Minél inkább összefügg ez

A CLC modulátor TLG módban negatív feszültséget kapcsol az L2 lámpa bal felének rácsára, ami lekapcsolja a lámpát. Ebben az esetben az R1 ellenállás nagy pozitív feszültsége kinyitja az L2 jobb felét, ami biztosítja, hogy az L1 képernyőrács pozitív feszültséget kapjon. TLF üzemmódban az L2 lámpa bal felének rácsára érkező alacsony frekvenciájú jel annak anódáramának változását okozza.

Ennek eredményeként az L2 lámpa jobb felének anódárama és az L1 lámpa képernyőfeszültsége megváltozik, ami modulált jel megjelenéséhez vezet az adó kimenetén A CLC modulátor gyakorlatilag nem igényel beállítást. Csak az R3 potenciométerrel kell az L1 lámpa anódáramát TLF üzemmódban néma állapotban a TLG üzemmódban érvényes anódáram értékének 20-25%-ára állítani. Ha ez nem érhető el, növelni kell az előfeszítő feszültséget, vagy csökkenteni kell az L1 lámpa gerjesztési feszültségét. A CLC modulátor már régóta használatban van a rádióállomáson. A moduláció minőségét minden esetben pozitívan értékelték a tudósítók.

Amplitúdó moduláció (AM)- a moduláció leggyakoribb típusa. AM rendszerben a vivő amplitúdója a jel vagy információ változásának megfelelően változik (14.1. ábra). Jel hiányában a vivőamplitúdó állandó szinten marad, amint az az ábrán látható. 14.1(b). Szinuszos jellel modulálva a vivő amplitúdója a modulálatlan szintjéhez képest szinuszos törvény szerint nő vagy csökken, a moduláló jel emelkedésének vagy csökkenésének megfelelően. Minél nagyobb a moduláló jel amplitúdója, annál jobban változik a vivő amplitúdója. Egy amplitúdómodulált vivőnek (14.1(c) ábra) van egy burkológörbe, amely pontosan követi a moduláló jel alakját, és a demoduláció során ez a burkológörbe kerül hasznos jelként.

Modulációs mélység

A moduláló jel amplitúdójának és a vivő amplitúdójának arányát mélységnek vagy modulációs aránynak nevezzük. Meghatározza a vivőszint változásának mértékét a moduláció során. A modulációs mélységet mindig százalékban fejezzük ki, ezért „százalékos” modulációnak nevezik.
Jel amplitúdója
Modulációs mélység = ----------- 100%
A vivő amplitúdója

(lásd 14.1. ábra). Például, ha a jel amplitúdója 1 V és a vivő amplitúdója 2 V, akkor a modulációs mélység (1 V)/(2 V) 100% = 50%. Ez az ábrán látható AM vivő modulációs mélysége. 14.1.

Rizs. 14.1. Amplitúdó moduláció (modulációs mélység 50%);
a) jelzés; b) fuvarozó; c) modulált vivő.

Túlmoduláció

ábrán. A 14.2(a) ábra egy AM vivőt mutat 100%-os modulációs mélységgel. A 100%-ot meghaladó modulációs mélység torzuláshoz vezet (14.2(b) ábra). Emiatt a modulációs mélység korlátozott. Például a BBC rádióadásainál ez 80%-ra korlátozódik.

Rizs. 14.2. a) Moduláció 100%; b) túlmoduláció.

Oldalsó frekvenciák

Kimutatható, hogy egy amplitúdómodulált vivő három, állandó amplitúdójú és eltérő frekvenciájú harmonikus (szinuszos) komponensből áll. Ez a három összetevő: maga a vivő és két oldalsávi f1 és f2 jel. Minden moduláló harmonikus jel két oldalfrekvenciát generál. Legyen fs a moduláló jel frekvenciája, fc pedig a vivőfrekvencia

f1 = fc – fs, f2 = fc + fs,

ahol f1 és f2 az úgynevezett alsó és felső oldali frekvenciák. Például, ha a vivőfrekvencia 100 kHz és a jel frekvencia 1 kHz, akkor

Alsó oldalfrekvencia f1 = 100 – 1 = 99 kHz,
Felső oldali frekvencia f2 = 100 + 1 = 101 kHz.
Egy amplitúdómodulált vivő, azaz egy vivő plusz két oldalsáv jel három függőleges nyílként ábrázolható, amelyek mindegyike egy-egy harmonikus jelnek felel meg (14.3. ábra). Az ábrán láthatót a jel frekvenciaspektrumának (jelen esetben az AM vivő frekvenciaspektrumának) nevezzük.

Rizs. 14.3. Frekvencia spektrum AM szolgáltató. Rizs. 14.4. Oldalsó csíkok.

Oldalsó csíkok

Az információs jelek szinte mindig összetett formájúak és ezekből állnak nagyszámú harmonikus jelek. Mivel minden harmonikus jel egy pár oldalfrekvenciát hoz létre, egy összetett, nem harmonikus jel több oldalfrekvenciát hoz létre, ami két frekvenciasávot eredményez a vivő mindkét oldalán (14.4. ábra). Ezek az úgynevezett oldalsávok. A legmagasabb felső oldalsávi f2 frekvencia és a legkisebb felső oldalsávi frekvencia f4 közötti frekvenciatartományt felső oldalsávnak (HSB) nevezzük. Hasonlóképpen a legmagasabb alsó oldalsávi f3 frekvencia és a legalacsonyabb alsó oldalsávi f1 frekvencia közötti frekvenciatartományt alsó oldalsávnak (LSB) nevezzük.
Ez a két oldalsáv a vivőhöz képest szimmetrikusan helyezkedik el, és mindegyik ugyanazt az információt tartalmazza. A fuvarozó semmilyen információt nem hordoz. Minden információt mellékfrekvenciák hordoznak.
Ha egyetlen harmonikus jellel modulálunk, akkor feltételezzük, hogy a felső és az alsó oldalsáv a vivőtől a felső, illetve az alsó oldalsávig terjed (14.5. ábra).

1. példa

A 100 kHz frekvenciájú vivő amplitúdómodulált a 400-3400 Hz frekvenciasávot elfoglaló jellel. Határozza meg az oldalsó csíkok szélességét.

Megoldás

A 3400 Hz-es, a jelspektrum legmagasabb frekvenciája két mellékfrekvenciát generál (14.6. ábra):
f1 = 100 000 - 3400 = 96 600 Hz,
f2 = 100 000 + 3400 = 103 400 Hz.

Rizs. 14.6.

A jel spektrumában a legalacsonyabb 400 Hz-es frekvencia további két mellékfrekvenciát eredményez:

f3 = 100 000 - 400 == 99 600 Hz,
f4 = 100 000 + 400 = 100 400 Hz.

Felső oldalsáv szélessége (HSB): f2 – f4 = 103400 - 100400 = 3000 Hz.
Alacsony oldalsávszélesség (LSB): f3 – f1 = 99 600 - 96 600 = 3000 Hz.

Más szavakkal, mindkét oldalsáv azonos szélességű, egyenlő a legmagasabb és a közötti különbséggel legalacsonyabb frekvenciák a moduláló jel spektrumában: 3400 - 400 = 3000 Hz.
A jelspektrum bármely más frekvenciájának oldalsávja a felső és az alsó oldalsávon belül lesz.

Sávszélesség

Mivel csak az oldalfrekvenciák hordoznak információt, ezen információk jó minőségű átviteléhez az AM rendszer által az éterben elfoglalt frekvenciasávszélességnek elég nagynak kell lennie ahhoz, hogy az összes rendelkezésre álló mellékfrekvenciát befogadja. Harmonikus jel modulálásakor két oldalfrekvencia keletkezik. Így a frekvenciasáv az alsó oldalsávi f1 frekvenciától a felső oldalsávi f2 frekvenciáig terjed (ahogyan a 14.5. ábrán látható).
Például, ha a moduláló harmonikus jel frekvenciája 1 kHz, akkor BBP = NBP = 1 kHz és a sávszélesség
NBP + VBP = 2 1 kHz = 2 kHz.

Más szóval, ebben az esetben az amplitúdómodulált vivő által elfoglalt sávszélesség megegyezik a moduláló jel frekvenciájának kétszeresével.
Átadás esetén összetett jel Az AM átviteli rendszer által elfoglalt sávszélesség megegyezik az alapsávi jel spektrumának legmagasabb frekvenciájának kétszeresével, és így magában foglalja az összes mellékfrekvenciát.

Egy- és kétirányú sebességváltó

Mivel az egyik oldalsáv annyi információt tartalmaz, mint a másik, az átvitel csak az egyik oldalsáv használatával valósítható meg információvesztés nélkül. Az egyoldalsávos átvitelnél (kommunikációs terminológiában SSB) az egyik oldalsáv - akár az alsó, akár a felső - el van nyomva, és csak a fennmaradó oldalsáv kerül átvitelre. Dual-sideband (DSB) átvitel esetén mindkét oldalsáv átvitelre kerül.
Az egyoldalsávos átvitel a kétoldalsávos átvitel által használt frekvenciasávszélességnek csak a felét veszi fel, ezért a telefon- és rádiókommunikációban használják. Egyoldalsávos átvitelnél kétszer annyi vivő helyezhető el egy adott vivőfrekvencia tartományban. információs csatornák mint kétirányú átvitelnél. Egyszerűsége miatt a kétirányú átvitelt minden AM műsorszóró rendszer használja. Ezért, ha AM-kommunikációról beszélünk, ez általában kétsávos átvitelt jelent, hacsak másként nem jelezzük.

2. példa

A vivő amplitúdóját 100 Hz frekvenciájú meander formájában periodikus jel modulálja. Az ötödik feletti harmonikusok figyelmen kívül hagyásával állítsa be a) DSB (kétoldali sáv) és b) SSB (egyoldalsávos) átvitelhez szükséges sávszélességet.

Megoldás

A 100 Hz frekvenciájú négyszöghullám alakú jel a következő harmonikusokat tartalmazza:

alapharmonikus = 100 Hz,
3. rendű harmonikus = 3 100 = 300 Hz,
5. rendű harmonikus = 5 100 = 500 Hz.

A magasabb rendű harmonikusokat figyelmen kívül hagyjuk. Így a moduláló jel vágási spektrumában maximális frekvencia fmax = 500 Hz.
Sávszélesség DSB átvitelhez = 2 fmax = 2500 = 1000 Hz.
Sávszélesség SSB átvitelhez = DSB/2 = 1000/2 = 500 Hz.

Ez a videó az amplitúdómodulációról szól:

Az amplitúdómodulációnak számos hátránya van. Az energiaszegénység, az éteres interferenciára való érzékenység, az AM jelek vétele szinte mindig sziszegéssel jár, ..., ezért a legtöbb rádiókommunikációs rendszerben az AM-et régóta felváltotta az egyoldalsávos és frekvenciamoduláció. Az AM-nek azonban van két előnye, amelyeknek köszönhetően a sikertelen digitalizálási kísérletek ellenére is használják a KSDV külföldi műsorszórásában. Először is: AM jel vételéhez nagyon egyszerű és olcsó vevőre van szükség. A rádiókommunikációs rendszerekben a rádióvevők száma általában megegyezik a rádióadók számával, és például egy egyoldalsávos vevő felépítésének bonyolultsága egy egyoldalsávos adó hátterében ugyanabban a rendszerben. rádióállomás tervezése nem játszik szerepet. Éppen ellenkezőleg, a rádióműsorszórásban, ahol a vevőkészülékek száma milliószor nagyobb, mint az adóké, a vevőegység egyszerűsége (és ára) teljes mértékben meghatározza az iparág gazdaságosságát és az adások hallgathatóságát. Másodszor: amikor az AM jel szintje zajra süllyed, nemcsak az emberi beszéd érthetősége és természetessége marad meg, hanem még a zenei művek felismerése is. Mindkét előnyt még egyetlen más modulációs rendszer sem múlta felül azonos frekvenciatartományban. Tehát az AM még sokáig élni fog a rádióban. Csakúgy, mint a rádiócsövek az erős adók végfokozatában! Sajnos a tranzisztorok nagyon kényelmetlenül érzik magukat ott.

A hatékony AM képzés a rádióadó végfokozatában történik a tápfeszültség változtatásával a képernyő rácsán és a lámpa anódján. Ebben az esetben a vivőgenerálási út a végfokozattal együtt lehet nemlineáris (B és C osztályú módok) vagy akár digitális (D, E, F osztályú módok). Az adó ilyen kialakítása megkönnyíti a gyártást, mivel digitális áramkörök 100%-os ismételhetőségük van, és nem igényelnek beállítást (kivéve E). Lapunkban már megjelent például egy közepes hullámú rádióadásra szánt kis teljesítményű AM adó digitális útja, beleértve az előkimeneti fokozatot is. A gerjesztőben generált AM jel alacsony szintű lineáris erősítéséhez (ahogyan az egyoldali modulációnál szokásos) bonyolult lineáris útvonalra van szükség a beállításhoz, a kimenő teljesítményt 4-szeresére csökkenti, a hatásfokot pedig 20% ​​alá. Ha a 100 wattos SSB adó-vevő becsületes (és nem a lineáris úton erősített) AM-vel rendelkezik, akkor a jelteljesítmény vivő módban 100 W, a moduláció csúcsán pedig 400 W lenne. Így megelégszik a legjobb esetben is 25 W-os átlagos teljesítménnyel, és ugyanakkor az adó-vevő ugyanannyit fogyaszt a tápegységből, mint teljes teljesítménnyel SSB módban.

Valójában az anódáram első felharmonikusának nagyfrekvenciás összetevőjének változása, és ennek következtében a feszültség oszcillációs áramkör, U a1 = I a1 . Az R k-t a kimenő rádiócső árnyékoló rácsán lévő feszültség időbeli változásával állítják elő. Annak érdekében, hogy a kimeneti feszültség alacsony amplitúdója mellett a lámpa anódja ne melegedjen túl (a hatásfok növelése érdekében), a modulációval egy időben az anód tápfeszültségét is úgy változtatjuk meg, hogy az anódáram bármely értékénél 110 legyen. - Az áramkör RF feszültségének 120%-a. Ez az anód-screen moduláció (AEM) elve (1. ábra).

Az AEM-nek van még egy fontos szabálya: a modulációs jel bármely értékénél a lámpa árnyékoló rácsán lévő feszültségnek kisebbnek kell lennie, mint az anódfeszültség, és ugyanazt az arányt kell fenntartania vele, mint moduláció hiányában. Ezt a szabályt be kell tartani az áramkör tervezésénél, hogy a távadó működése közben ne lehessen megsérteni, ellenkező esetben a végfok lámpája meghibásodik a képernyőrács mentén. A háló egyszerűen megolvad.

Az állandó tápfeszültségek összegzése változó modulációs feszültségekkel legalább kétféleképpen valósítható meg. Az első, legegyszerűbb, ami azonnal eszembe jut, az, hogy sorba kell kötni két feszültségforrást - egy állandó tápfeszültséget E a vagy E g2 és egy váltakozó modulációs jelet U a m vagy U g2 m, amint az a 2. ábrán látható. legyen jó, kivéve két komoly "DE". Először is: az anódáram állandó összetevője folyik át a moduláló feszültségforráson. Ez azt jelenti, hogy a kimeneti modulációs transzformátornak előfeszítéssel kell működnie (és közel kétszer akkora magkeresztmetszettel és nem mágneses hézaggal), vagy az előfeszítő áram kompenzálásához a modulátor kimeneti fokozatának egyvégűnek kell lennie. és A osztályú üzemmódban működik (ez is egy tűzhely!). Ha watt teljesítményegységekről beszélünk, akkor ez technikailag teljesen megvalósítható. Ha az adónak tíz és száz watt teljesítményűnek kell lennie, akkor a modulációs transzformátor mérete és költsége jelentősen megnő. Második „DE”: A modulációs transzformátor nagy anódfeszültség potenciálon van. Ezért nagyfeszültségű szigetelést kell elhelyezni a tekercsei között, ami súlyosan megnehezíti a transzformátor tervezését és növeli a meghibásodás kockázatát. Következésképpen az ilyen transzformátort minden tervezett távadóhoz egyedileg kell kiszámítani és legyártani, és műszaki és gazdasági okokból nem lehet egységesíteni. Vagyis a séma látszólagos egyszerűsége komoly technológiai nehézségekké válik.

Emlékezve azonban Kirchhoff második törvényére és a feszültségek hozzáadására egy közös terhelésen az egyes források áramkörében két reaktancia felhasználásával, rajzolhatunk egy párhuzamos összegző áramkört (3. ábra). A rendszer bonyolultabbá vált. Két további LC-lánc jelent meg benne. Viszont a modulációs transzformátor már nulla potenciálon van és nincs torzítása!!! Vagyis használhat szabványos kimenetet vagy akár teljesítménytranszformátort is, ahelyett, hogy saját maga tervezné és tekercselné. Az induktivitások elkerülhetetlen mágnesezése a transzformátortól a kisfrekvenciás fojtótekercsekig terjedt, amelyek szintén szabványosak, és ezeket sem kell saját kezűleg feltekerni. A nagy potenciálkülönbség a rájuk jellemző leválasztó kondenzátorokba került. Mint ez. Egy kis átgondolással és egy kicsit több összetettséggel leegyszerűsítheti a megvalósítást és növelheti a megbízhatóságot!

Áramköri elemek számítása. Kiindulási adatok a számításhoz: alapsávi frekvencia, Ua anód tápfeszültség, Ug2 védőrács és az adó Ia és Ig2 kimeneti fokozatának fogyasztási áramai. A számítást azonnal elvégezzük konkrét példa. Legyen F min = 50 Hz, F max = 8000 Hz (AM adás, 16K0A3EGN emissziós osztály), az anód tápfeszültsége 400 volt, a képernyőrács feszültsége 175 volt. Az áramfelvétel az anódáramkörben 300 mA, a képernyőrács áramkörében 30 mA. Egy pár 6P45S lámpa viszonylag könnyű üzemmódban felismerhető.

Anód áramkör.

Egyenértékű ellenállás modulátor terhelése az anódáramkör mentén:

1. Ra = Ua/Ia; vagy számokban: Ra = 400 / 300 = 1,333 kΩ.

Alacsonyabb Fmin modulációs frekvencián a frekvenciamenet 3 dB-es csökkenése elfogadható. Ezért az anódmodulációs fojtótekercs X LДр1 induktív reaktanciája nem lehet kisebb, mint Ra. Ezért:

2. L Dr1 = Ra / (2 π Fmin) = 1333 / (2 * 3,14 * 50) = 4,24 G. Fogadjuk el margóval L Dr1 = 5 G.

Állítsuk be a maximális m működési modulációs együtthatót. m = 100%-nál nagy a túlmoduláció és a torzítás valószínűsége, ezért feltételezzük, hogy a maximális működési modulációs mélység (ún. „szinusz módban” - hanghangolás) 90%. Akkor:

3. Ua m = Ua * m = 400 * 0,9 = 360 volt.

Mivel azonban a minimális csúcstényező (maga a moduláló feszültség aránya hangos hang az átlagos szintre) a beszéd és a zene esetében soha nem lehet kevesebb 3-nál (szimfonikus zenei koncerteknél a csúcstényező elérheti a 7-et), az átlagos modulációs mélység:

4. m av = m / q = 0,9 / 3 = 0,3 vagy 30%

Ennek megfelelően az átlagos modulációs feszültség az anódáramkörben:

5. Ua m av = Ua * m av = 400 * 0,3 = 120 volt.

A Dr1 induktoron működési módban két áram folyik át: egy állandó 300 mA és egy váltakozó áram, amelyet az átlagos modulációs feszültség és az induktor reaktanciája határoz meg az alacsonyabb modulációs frekvencián. Fontos, hogy a maximális áramértéken az induktor ne legyen mágnesezve. Ezért a modulációs csúcsfeszültséget m = 0,9-nél vesszük figyelembe.

6. Az áram amplitúdója I Dr1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Dr1) = 360 / (2 * 3,14 * 50 * 5) = 0,229 A.

Az induktoráram maximális értékét a simító szűrőáramkörökkel ellentétben nem a termikus hatás, hanem az áram maximális amplitúdója alapján kell megválasztani, hogy az induktor a modulációs jel csúcsain ne legyen mágnesezve. . Figyelembe véve a 3 dB-es esést az alacsonyabb üzemi frekvencián, az áramérték, amelyre az anódfojtót tervezni kell:

7. I Dr1 = Ia + I Dr1 ~ * m * 0,707 = 300 + 229 * 0,9 * 0,707 = 446 mA.

A „D” sorozat szabványos alacsony frekvenciájú fojtótekercseinek táblázata szerint a D48-2,5-0,4-et választjuk. Paraméterei: induktivitás 2,5 Henry 400 mA üzemi áram mellett, aktív ellenállás 54 Ω, a hálózati frekvencia maximális váltakozó feszültsége a tekercsen, maximális üzemi áram mellett, 11 volt (amplitúdó 15,6 V). Így a D48 induktor csúcsáramértéke: 0,4 + 15,6 / (2 * 3,14 * 50 * 2,5) = 420 mA. Az áram amplitúdójának a maximális érték feletti túllépése 26 mA vagy 6,2%. Vagyis a moduláció csúcsán nem 1,6 Tesla lesz az indukció a magban, hanem 6,2%-kal több, azaz 1,7 Tesla. Az 1,6-1,7 Tesla mágneses magok mágnesezési grafikonjának területét már jelentős nemlinearitás jellemzi, bár a mag még nem telített. Ha azonban az alsó modulációs frekvencia nem 50 Hz, hanem 6,2%-kal magasabb, azaz 53 Hz (rádióból zenehallgatáskor szinte észrevehetetlen), akkor nem lesz belépés a nemlineáris tartományba. A modulációs jel bemeneti szűrőjében azonban a modulátorhoz való betáplálás előtt szükség lesz egy további 6,2%-os frekvenciaválasz-lezárásra az alacsonyabb működési frekvencián. Választhat azonban nyilvánvalóan nagy üzemi áramú fojtót, például D47-1,2-0,56, és 4 darabot köthet sorba. Ha ennek ellenére meghagyjuk a választást a D48-2,5-0,4-re, akkor 5 G-os induktivitás eléréséhez két ilyen fojtótekercset kapcsolunk sorba. Az anód tápfeszültségesése a kompozit induktor aktív ellenállásán (két sorba kapcsolt D48) a következő lesz:

8. U Dr1 = Ia * 2 * R Dr1 = 0,3 * 2 * 54 = 32,4 V.

Így az egyenirányító kimenetéből származó szükséges anódfeszültség, figyelembe véve az induktor veszteségeit, a következő lesz:

9. Ea = Ua + U Dr1 = 400 + 32,4 = 433 V.

A Cp1 leválasztókondenzátor a távadó Ra anódáramkör aktív ellenállásával és az X LДр1 modulációs fojtótekercs induktív reaktanciájával párhuzamosan működik, melynek modulusa:

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LDr1) = √1/(1/1333 2 +(2*3,14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1 /1571 2) = 1016Ω.

Alacsonyabb Fmin frekvencián az X Cр1 reaktancia nem lehet nagyobb Za 1/5-énél. És így:

11. Cp 1 = 5/(2 π Fmin Za) = 5/(2*3,14*50*1016) = 15,7 µF.

A szabványos 20 μF névleges teljesítményt 600 V-on és az MBGO-2 kondenzátor típusát fogjuk használni.
Az anódfojtó közvetlen közelében elhelyezett Sb 1 blokkolókondenzátor az anód-egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátorával párhuzamosan csatlakozik. Ezért, bár kapacitív reaktanciájának 20-50-szer kisebbnek kell lennie, mint a Za, ennek ellenére a modulátorban be lehet állítani egy minimális kapacitásra, például Cp 1-re, és a kapacitás többi részét átveszi. az Ea egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátora által. A lényeg az, hogy teljes kapacitásuk ne legyen kisebb, mint

12. Szo összesen = (20…50)/(2 π Fmin Za) = (20…50)/(2*3.14*50*1016) = (63…157) µF.

Vagyis ha egy 20 μF-os kondenzátort Sb 1-ként szerelnek be, és például az egyenirányító kimenetére két sorba kapcsolt, egyenként 150 μF-os elektrolit kondenzátort szerelnek fel, amelyek összkapacitása 75 μF, akkor minden működni fog. egész jól. Nos, vagy találhatsz 50 vagy 100 uF-ot 600 volton a modernebb típusokból, pl K75-40b.
A modulátor által az adó anódáramkörébe táplált teljesítmény m = 90%, figyelembe véve a kompozit modulációs fojtótekercs aktív ellenállásának veszteségeit:

13. Pm a = U 2 a m /(2*Ra) + (I Dr1 ~ / q) 2 *2*R Dr1 = 360 2 /(2*1333) + (0,054/) 2 *2*54 = 48,6 + 3,5 = 52,1 W.

m = 1 esetén ez a teljesítmény 64 W, m = 0,3 esetén pedig csak 5,7 W lenne szükséges.

Szitahálós lánc.

A modulációs linearitás érdekében az alsó csúcson (minimális Ua min és Ug 2min feszültségeknél) ugyanazt a feszültségarányt kell fenntartani, mint nyugalmi üzemmódban. vagyis

14. Ua / Ug 2 = Ua min / Ug 2 min = 400 / 175 = 2,29

m = 0,9-nél a minimális feszültség az anódon

15. Ua min = Ua – Ua m = 400 – 360 = 40 volt.

Ezért a képernyőrács minimális feszültségének 90%-os modulációnál a következőnek kell lennie:

16. Ug 2min = Ua min / 2,29 = 40/2,29 = 17,5 V.

És így,

17. Ug 2 m = Ug 2 – Ug 2min = 175 – 17,5 = 157,5 V, az effektív érték pedig 111,4 V.

Mivel a modulációs transzformátor terhelése az árnyékoló rács áramköre mentén elhanyagolható az anódáramkörhöz képest (a teljesítmény több tízszer kisebb), a számítás eltér az anód modulációs áramkörétől. A képernyőrács áramkör paramétereit a modulációs transzformátor teljes terhelése alapján választjuk ki. A modulátor egyenértékű terhelési ellenállása a képernyő rács áramköre mentén, az anódáramkörből újraszámítva:

18. Rg 2e = Ra / (Ua / Ug 2) 2 = 1333 / 2,29 2 = 254 Ω;

Ez az ellenállás határozza meg az induktor szükséges induktív reaktanciáját, amely az árnyékoló rácsáramkörrel párhuzamosan kapcsolva nem befolyásolhatja az áramkör frekvenciaválaszát, azaz legalább 5-ször nagyobbnak kell lennie, mint az eredeti:

19. L Dr2 = 5 Rg 2e / (2 π Fmin) = 5 * 254 / (2 * 3,14 * 50) = 4,04 G. A standard érték 5 G.

Az induktor induktív reaktanciája alacsonyabb modulációs frekvencián a következő lesz:

20. X LДр2 = 2 π F min L Др2 = 2*3,14*50*5 = 1571 Ω.

Képernyőhálós áramköri ellenállás

21. Rg 2 = Ug 2 / Ig 2 = 175 / 30 = 5,833 kΩ.

Jól látható, hogy Rg 2 >> Rg 2e, (5833 >> 254) és az árnyékoló rácsáramkör mentén a modulációs transzformátor szinte alapjáraton működik. Az Rg 2 ellenállás határozza meg a modulátor által a képernyő rács által fogyasztott energiát:

22. Pm g2 = U 2 g 2 m / (2* Rg 2) = 157,5 2 / (2 * 5833) = 2,1 W.

Hasonlóképpen,

23. ha m = 1; Pm g2 = 2,65 W és m = 0,3; Pm g2 = 0,24 W.

A képernyőrács áramának korlátozása érdekében (a lámpa védelme a terhelési eltérések során), valamint a modulációs áramkörben a rezonancia jelenségek megakadályozása érdekében X LДр2 vagy nagyobb értékű soros ellenállást kell csatlakoztatni az induktorhoz. R = X LДр2 esetén a kapott RL áramkör teljes ellenállásmodulja:

24. Zg 2 = X LDr2 *√2 = 2222 Ω

Ennek megfelelően a váltakozó moduláló áram amplitúdója az RL áramkörben:

25. I Dr2 ~ = (Ug 2 m m) / Zg 2 = (157,5*0,9) / 2222 = 0,064 A.

És a csúcsáram az induktoron keresztül lesz

26. I Dr2 = Ig 2 + I Dr2 ~ = 30 + 64 = 94 mA.

A szabványos D22-5-0.1 fojtószelepet választjuk. Paraméterei: induktivitás 5 henry 100 mA üzemi áram mellett, aktív ellenállás 326 Ω tekercsek soros csatlakoztatásával.

27. Mivel a D22-5-0.1 saját aktív tekercsellenállása már 326 Ω, hozzá kell adni R = X LДр2 – R Др2 = 1571 – 326 = 1245 Ω.

A szabványos nagyobb névleges teljesítmény 1,3 kΩ.
A Cp2 leválasztókondenzátor a Zg 2, = 2,222 kΩ induktorkör komplex ellenállásának (fázis = 45°) és az Rg 2 = 5,833 kΩ védőrács aktív ellenállásának párhuzamos kapcsolására szolgál, amelynek teljes ellenállási modulusa, a fázist figyelembe véve a következő:

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos / Zg 2) 2 + (sin / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5,833 + 0,707 / 2,222) 2 + (0,707 / 2,222) 2 = √1/(0,24 + 0,1) = 1,715 kΩ

Alacsonyabb Fmin frekvencián az X Cр2 reaktancia nem lehet több, mint a Zg 2Rg2 1/5-e. És így:

29. Cp 2 = 5/(2 π Fmin Zg 2Rg2) = 5/(2*3,14*50*1715) = 9,3 µF.

A szabványos 10 μF névleges teljesítményt 300 V-on és az MBGO-2 kondenzátor típusát fogjuk használni.
Az R ellenállás közvetlen közelében elhelyezett Sb2 blokkolókondenzátor párhuzamosan van csatlakoztatva a képernyő egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátorával. Ezért, bár a kapacitív reaktanciájának 20-50-szer kisebbnek kell lennie, mint a Zg2, ennek ellenére a modulátorban be lehet állítani egy minimális kapacitásra, például Cp 2-re, és a kapacitás fennmaradó részét átveszi. az egyenirányító szűrő kimeneti kondenzátora által pl. 2. A lényeg az, hogy teljes kapacitásuk ne legyen kisebb, mint

30. Szo összesen = (20...50)/(2 π Fmin Zg 2) = (20...50)/(2*3.14*50*2222) = (29...72) µF.

Vagyis ha egy 10 μF-os kondenzátort telepít Sb 2-ként, és például egy 47 μF-os kondenzátort telepít az egyenirányító kimenetére, akkor minden rendben lesz. Nos, vagy ha nem szereti az elektrolitokat, telepíthet egy 30 uF-os kondenzátort 300 voltos MBGO-2-re. Egy adott áramkör tervezésekor ezek a számított összefüggések referenciaértékek, amelyeket nem lehet megsérteni; az áramkör megvalósítása a használt teljesítménytranszformátor típusától és az egyenirányító áramkörétől függően változhat. A szükséges hullámossági tényezőt biztosító simítószűrők kiszámításakor előfordulhat, hogy a kondenzátorkapacitások nagyobbak a számítottnál, és akkor ezeket megfelelően nagyobbra kell állítani. m = 0,9 (és alacsonyabb, 50 Hz modulációs frekvencia esetén) a modulátor teljesítményvesztesége az áramkör aktív ellenállásán:

31. R RDR2 = I 2 Dr2 ~ * (R + R Dr2) = 0,064 2 * (1300 + 326) / 2 = 3,33 W.
32. m = 1 helyen Р RДр2 = 4,1 W és m = 0,3; Р RДр2 = 0,37 W.
33. Ezenkívül 0,064 2 * 1300 = 2,66 W m = 0,9; 3,29 W m = 1-nél; 0,3 W, m = 0,3

amelyből az R ellenállás 50 Hz-es modulációs frekvencián disszipálja. A modulátor által a képernyőrács áramkörébe táplált teljesítmény 90%-os modulációs mélységben és szinusz üzemmódban (q = 1):

34. Pm g2RДр2 = Pm g2 + Р RДр2 = 2,1 + 3,33 = 5,43 W.

A modulátor teljes teljesítménye 90%-os modulációs mélységnél és q = 1 esetén:

35. Pm = Pm a + Pm g2RДр2 = 52,1 + 5,43 = 57,5 ​​W.

Az 50 Hz-es 100%-os szinuszmodulációhoz modulátor teljesítményre lesz szükség

36. Pm = 64 + 2,65 + 4,1 = 70,8 W.

A frekvencia növekedésével az R ellenálláson keresztüli teljesítményveszteség lineárisan csökken. Az adó normál működése közben társalgási és zenei programokon (q = 3) a modulátor tápellátást igényel: 5,7 + 0,24 + 0,3 = 6,24 W. És figyelembe véve a modulációs transzformátor hatékonyságát - 6,9 W. Itt érdemes figyelni a modulátor teljesítményének a modulációs mélységtől való kvadratikus függésére. Az átlagos modulációs teljesítmény 10-szeres különbsége normál működés közben valódi zenei és társalgási jel esetén szembetűnő - 6,9 W, szinuszos móddal és 100%-os modulációval pedig több mint 70 W. Ezért az AM adómodulátornak nem kell maximális hosszú távú teljesítményt biztosítania szinusz üzemmódban. A lényeg az, hogy a modulációs jel csúcsain a kimeneti fokozat anód tápfeszültségével megegyező kimeneti feszültség amplitúdót tud biztosítani. Szinte minden viszonylag kis teljesítményű (20-60 W körüli) modulátor, amely képes a maximális modulációs feszültség leadására és ellenáll a rövid távú áram túlterhelésnek, alkalmas az AEM-re. Ebben az üzemmódban a tranzisztoros és különösen a transzformátor kimenettel rendelkező csöves UMZCH-k nagyon jól működhetnek. A transzformátor nélküli kimenettel rendelkező UMZCH integrált áramkörök sajnos nem biztosítanak feszültségcsúcsokat kisebb teljesítmény, és használatukkor az UMZCH mikroáramkört a modulátor maximális teljesítményére, azaz 80 W-ra kell tervezni, figyelembe véve a modulációs transzformátor hatásfokát. A képernyőrács egyenáramú tápfeszültségének csökkenése az R Dr2 induktor aktív ellenállásán és az R kiegészítő ellenálláson:

37. U RДр2 = Ig 2 * (R + R Др2) = 0,03 * (1300 + 326) = 49 V.

És a képernyő rács áramkörének tápfeszültsége az egyenirányító kimenetén:

38. Pl. 2 = Ug 2 + U RДр2 = 175 + 49 = 224 volt.

Erő egyenáram, amelyet az R ellenállás disszipál:

39. I 2 g2 * R = 0,03 2 * 1300 = 0,9 W.

Figyelembe véve, hogy a modulátor teljesítményének egy része is disszipálódik rajta, m = 0,3-nál az R ellenállás teljes teljesítménydisszipációja:

40. P R = I 2 Dr2 ~ *R + I 2 g2 *R = 0,3 + 0,9 = 1,2 W.
41. Azonban 90%-os modulációval 50 Hz-en ez az ellenállás PR90 = 0,3 + 3,29 = 3,6 W teljesítményt vesz fel.

Nagy tartalékkal két, 2 W teljesítményű és 2,7 kΩ névleges értékű ellenállást választunk párhuzamosan. Szabványos besorolás: MLT vagy S2-23 – 2 W – 2,7 kΩ ± 5%. Mivel az 1,35 kΩ névleges érték eltér a számított 1,3 kΩ-tól, újra kell számítani a képernyőrács áramkörének tápfeszültségét:

42. U RДр2 = Ig 2 * (R + R Др2) = 0,03 * (1350 + 326) = 50,3 V.
43. Pl. 2 = Ug 2 + U RДр2 = 175 + 50 = 225 volt.

Alacsonyabb, 50 Hz-es modulációs frekvencián, a 100%-ot elérő csúcsoknál 4,2 W teljesítmény disszipálódik a kompozit ellenálláson, de mivel ez az üzemmód nem szabványos és gyakorlatilag elérhetetlen az adó működésében, ezért az ilyen rövid távú burst. két, egyenként 2 wattos ellenállás esetén 1,2 W-ot meg nem haladó átlagos teljesítmény mellett teljesen elfogadható.

Modulációs transzformátor. A modulációs feszültségek teljes tartományában fenn kell tartania az átviteli karakterisztika linearitását. Névleges üzemmódban (90%-os modulációs együtthatóval) az anód tekercsén 360 V feszültségamplitúdójú, a képernyő tekercsén (az anód tekercsének a leágazás előtti része) pedig 157,5 V feszültségamplitúdóval kell rendelkeznie. Ebben az esetben kívánatos, hogy a transzformátor 10%-os feszültségtúlterhelést tegyen lehetővé a modulációs csúcsoknál 100%-ig.

Számítsuk át ezeket a feszültségeket hatékonyakká. 254,6 V-ot és 111,4 V-ot kapunk.

Az iparágunk által gyártott szabványos transzformátorok paramétereit vizsgálva nagyon pontos egybeesés tapasztalható a TAN és TN sorozatú teljesítménytranszformátorok hálózati tekercseinek számított feszültségértékeivel. Az ezeken a transzformátorokon található két hálózati tekercs 127 voltos névleges feszültségű, és 110 voltos leágazása van.

Mindkét tekercs soros csatlakoztatásával 254 voltos feszültséget kapunk, az egyik tekercs csapjából pedig 110 voltot. Szerintem nagyon pontos az egybeesés! A TN transzformátorok azonban további csapokkal rendelkeznek a hálózati tekercselésen, ami lehetővé teszi az anód és a képernyő moduláló feszültség arányának pontos kiválasztását más típusú rádiócsövekhez.

Most erővel. Mivel a szinuszos üzemmód 90%-os modulációnál szabványos, a transzformátornak 58,2 W teljesítményt kell biztosítania.

Modulációs transzformátornak a standard TN46-127/220-50 teljesítményváltót választjuk. Mivel a transzformátorok reverzibilisek, „kimenettől bemenetig” fogjuk használni.

Paraméterei (4. ábra):

Mivel a hálózati feszültség hosszú távú normalizált eltérései a névleges érték ±10%-a is lehet, a teljesítménytranszformátort nem csak 10%-os túlterhelésre, hanem a névleges feszültségnél 10%-kal magasabb feszültségű normál üzemre is tervezték. És egy ilyen transzformátorral ellátott modulátor könnyen 100% -os modulációt biztosít az alacsonyabb, 50 Hz-es működési frekvencián. A modulációs transzformátor hat voltos tekercseinek sorba kapcsolásával azt kapjuk, hogy m = 0,9 modulációs együttható mellett Pm = 58 W modulátor teljesítmény és a négy tekercs névleges feszültsége Um = 25,2 V, a moduláció bemeneti ellenállása jeláramkör az váltakozó áram lesz:

1. Rm = U 2 m/Pm = 25,2 2 / 58 = 11 Ω.

Más szóval, ha van egy közönséges háztartási UMZCH-ja, amelynek teljesítménye 30-80 W, amely egy 8, 12 vagy 16 Ω ellenállású hangszórón 24-28 voltos feszültséget képes kifejleszteni, akkor használhatja egy modulátor az AM adójához.

A 2005 és 2008 között a RADIO magazinban publikáltam a TAN és TN transzformátorokkal ellátott push-pull csöves UMZCH-k számos áramköre nem más, mint a kis teljesítményű AM rádióadók számára kellemes csöves hangzású modulátorok előzetes publikációi. Csak egy frekvencia-válasz korrekciót kell bevezetniük, hogy a felső modulációs frekvencia Fmax = 7,5 ... 8 kHz mellett 3 dB-es esés figyelhető meg, és 9 kHz-es frekvencián legalább 40 dB-es elnyomású rovátkás szűrőt kell beépíteni. a 16K0A3EGN sugárzási osztály biztosítása a Nemzetközi Rádiószabályzattal összhangban. A „Kezdőknek” rovatban megjelent UMZCH csöves 6N23P-hez és 6P43P-hez pedig egy kezdő egyéni rádióadó 25 wattos adójának modulátora, amelyet kétszáz diákon teszteltek, és akár elsőévesek számára is gyártható. humanitárius egyetem hallgatója.

A példaszámításunkban szereplő tápegységnek 300 mA áramerősség mellett 433 voltos anódfeszültséget, 30 mA áramerősség mellett pedig 200 voltos képernyő tápfeszültséget kell előállítania. Az egyenirányító simító szűrőiben ugyanazokat a fojtókat használjuk, mint a modulációs áramkörben: D48-2,5-0,4 és D22-5-0,1.

Az egyenirányító és a simító szűrők számítását rádióamatőr kézikönyvek adják meg.

Erőátviteli transzformátorként szabványos TA199-220-50-et használunk (5. ábra):

Mivel a meglévő transzformátornak hat tekercselése van 80 és 20 voltos feszültséggel, lehetőség van két híd egyenirányító használatára, külön az Eg2 árnyékolási feszültséghez, és ehhez hozzáadjuk a fennmaradó tekercsek egyenirányított feszültségét az Ea anód névleges érték eléréséhez, így csökkentve az egyenirányítók és élsimító szűrők üzemi feszültségét, ami nagyon kényelmes. Ebben az esetben az Ea és Eg2 tápfeszültségek arányát a transzformátor tekercseinek bekapcsolásával automatikusan megkapjuk, és ez a tápfeszültség ingadozása esetén is megmarad. Tehát ez az áramkör nem igényel feszültségstabilizálást. Rajzoljunk egy teljes diagramot:

Az izzószál feszültségét és az előfeszítő feszültséget az adó kimeneti fokozatának lámpáira külön transzformátorról kell táplálni, és egy vagy két perccel korábban kell bekapcsolni, mielőtt az anód és az árnyékoló feszültséget rákapcsolná.