НОВ МЕТОД НА СУПЕРМОДУЛАЦИЯ

(Според списание Amaterske Radio)

„Какво друго не е казано за амплитудната модулация? Всичко изглежда така възможни варианти AM са проучени и описани: и анод, и различни решетки, и супермодулация ... И така, какво друго да напиша за амплитудна модулация?

С тези думи започва статия от Ян Шима (OKUX), майстор на радиоспорт, публикувана в Amaterske Radio, № 8, 1960 г. Статията е озаглавена: "Модулация от серийна, заключваща се лампа." Проста, икономична и в същото време по-ефективна от другите схеми за екранна модулация, тази схема се използва от май 1960 г. на радиостанцията UA3CH. пер краткосроченизлезе наяве неоспоримо предимствоя пред схемата описана от другаря Шадски - UA3BW ("Радио" No2 за 1959 г.). В модулатора няма модулационен трансформатор, няма нужда да се усилва басовата мощност.

По-долу е даден съкратен превод на статията. Направени са малки промени във веригата на модулатора поради използването на лампи местно производство.

В статията се казва: - Модулацията на решетката на екрана може да се извърши по различни начини. Напоследък екранната модулация се използва за получаване на така наречената "супермодулация", която позволява с модулационни "върхове" да се превиши телеграфната мощност, което доскоро се смяташе за възможно само с анодно-екранна модулация. Предложеният метод на модулация дава възможност за промяна на режима му в широк диапазон от „симетричен“ към режим с регулируемо ниво на носеща честота (известен като CLC - контролирано ниво на носеща), при който по време на паузи носещото излъчване е няколко пъти по-малко от ниво на носеща честота на конвенционалните „традиционни“ AM схеми. Нивото на носител се променя във времето с модулация, както и физическият процес с описания метод на модулация, когато модулиращият източник на напрежение е източникът на захранване на екранната мрежа, както и редица други характеристики на веригата създават условия за получаване на дълбоки, почти 100% модулация без опасност от свръхмодулация. Това беше потвърдено по време на работа на същия предавател както с аноден екран, така и със супермодулация. Добре известният метод на модулация на екрана с паралелно свързана модулираща лампа (фиг. 1, а) не може да даде никаква печалба, тъй като на съпротивлението R (или LF дросел),

което е натоварването на модулиращата лампа L2, част от напрежението, захранващо нейната екранна решетка, също пада. Увеличаването на дълбочината на модулация над 70% с такава схема е почти невъзможно без изкривяване. Отваря се използването на последователно включване на модулираща лампа (фиг. 1.6).

напълно нови възможности, които преди бяха подценявани. Една от тях е възможността за пълно използване на динамичните характеристики на лампата с такова включване и е в основата на принципа на описания метод. На диаграмата (фиг. 2)

може да се види, че звуковото напрежение от микрофонния усилвател се прилага към решетката на лампата L r, чиято работна точка се задава от потенциометъра R. Стойността на Ri определя максималния аноден ток на лампата Li, когато тя е отворено. Лампата Lg работи като катоден повторител. Работната точка на лампата Lg зависи от данните на делителя Rs Ri- Стойността на Rs трябва да бъде съизмерима с или да надвишава /?-, заключена лампа Lg. от правилен изборсъпротивлението Rs зависи от оптималната стойност на модулиращото напрежение върху екранната решетка на модулираната лампа

py. Блокиращото напрежение -100 V, към което са свързани катодите Lg и Lg, може да бъде взето от мрежовия токоизправител на предавателя. Лампата L при липса на U3B на нейната решетка е отворена, лампата L2 е затворена и напрежението върху екранната решетка на лампата на изходния етап (RA) е близо до нула. Ако има напрежение върху решетката на лампата Lg, тя започва да се затваря, токът през Lg се увеличава и напрежението върху решетката на екрана на лампата RA се увеличава и колкото по-бързо, толкова по-голям е анодният ток на лампата Lg и понижаване на вътрешното съпротивление на секцията анод-решетка. Наличието на токова връзка между лампите Lg и Lg, високото входно съпротивление на катодния повторител дават най-добро качествомодулация, отколкото при други методи на супермодулация върху решетката на екрана. електрическа схемамодулатор и микрофонен усилвател е показано на фиг. 3. На фиг. 4 е показана схема на вариант на модулатор за предаватели, крайният етап на който има лампа с токове на екранната решетка над 30-40 mA при 1!cg над -350 V. Създаване на предавател за работа в телефонен режим с модулатор по схемата на фиг. 3 е лесно. След настройка на предавателя на най-високото връщане към антената в телеграфен режим, екранната решетка се свързва чрез превключвателя Pg към катода на лампата L. (CLC позиция). Чрез промяна на Ru (или промяна на стойността на блокиращото напрежение), нивото на носителя се задава в паузи. За работа в т.нар симетричен режим» R, поставен в такова положение, че анодният ток на лампата

RA съставлява "телеграфното" течение

(при модулиране, 1a трябва да достигне телеграфната стойност, ако ефективна стойностмодулиращото напрежение върху решетката на екрана съответства на Uc2 CW).

За да се получи ефектът на супермодулация, стойността на тока на "мълчание" 1 1

намалете до - и дори до -3 - ток 4 o

в телеграфен режим. Ако промяната в стойността на Rn не осигурява посочените промени в режим RA при липса на модулация, трябва леко да намалите стойността на съпротивленията или /?, или /?20, можете леко да увеличите отрицателното напрежение от -100 до -150 V. Степента на затихване на носителя в паузите също зависи от съотношението U& към Un на PA лампата. Колкото повече това се отнася

CLC модулатор в режим TLG, отрицателно напрежение се прилага към решетката на лявата половина на лампата L2, блокирайки лампата. В този случай голямо положително напрежение от резистора R1 отваря дясната половина на L2, което гарантира подаване на положително напрежение към екранната решетка L1. В случай на работа в режим TLF, нискочестотният сигнал, идващ към решетката на лявата половина на лампата L2, предизвиква промяна в анодния й ток.

В резултат на това анодният ток на дясната половина на лампата L2 и напрежението на екрана на лампата L1 се променят, което води до появата на модулиран сигнал на изхода на предавателя.Модулаторът CLC практически не изисква настройка. Необходимо е само да се зададе с помощта на потенциометъра R3 анодния ток на лампата L1 в тишина в режим TLF, равен на 20-25% от стойността на анодния ток в режим TLT. Ако това не може да се постигне, увеличете напрежението на отклонение или намалете напрежението на възбуждане на лампата L1. Модулаторът CLC се използва в радиото от дълго време. Във всички случаи качеството на модулацията беше оценено положително от кореспондентите.

Амплитудна модулация (AM)- най-често срещаният тип модулация. В AM система амплитудата на носещата се променя според промяната в сигнала или информацията (Фигура 14.1). При липса на сигнал амплитудата на носителя е на постоянно ниво, както е показано на фиг. 14.1(b). Когато се модулира със синусоидален сигнал, амплитудата на носителя се увеличава или намалява спрямо неговото немодулирано ниво по синусоидален начин в съответствие с нарастването или спадането на модулиращия сигнал. Колкото по-голяма е амплитудата на модулиращия сигнал, толкова повече се променя амплитудата на носителя. Амплитудно модулиран носител (фиг. 14.1 (c)) има обвивка, която точно повтаря формата на модулиращия сигнал и по време на демодулация именно тази обвивка се отделя като полезен сигнал.

Дълбочина на модулация

Съотношението на амплитудата на модулиращия сигнал към амплитудата на носителя се нарича дълбочина или фактор на модулация. Той определя мярката на промяната в нивото на носителя по време на модулация. Дълбочината на модулация винаги се изразява като процент и затова се нарича "процентна" модулация.
Амплитуда на сигнала
Дълбочина на модулация = ----------- 100%
Носеща амплитуда

(вижте фиг. 14.1). Например, ако амплитудата на сигнала е 1 V и амплитудата на носителя е 2 V, тогава дълбочината на модулация е (1 V)/(2 V) 100% = 50%. Това е дълбочината на модулация на AM носителя, показана на фиг. 14.1.

Ориз. 14.1. Амплитудна модулация (дълбочина на модулация 50%);
а) сигнал; б) превозвач; в) модулиран носител.

Свръхмодулация

На фиг. 14.2(a) показва AM носител със 100% дълбочина на модулация. Дълбочината на модулация над 100% води до изкривяване (фиг. 14.2(b)). Поради тази причина дълбочината на модулация е ограничена. Например, когато излъчвате от радиостанцията на BBC, то е ограничено до 80%.

Ориз. 14.2. а) 100% модулация; б) свръхмодулация.

Странични честоти

Може да се покаже, че амплитудно модулиран носещ сигнал се състои от три хармонични (синусоидални) компоненти с постоянни амплитуди и различни честоти. Трите компонента са самият носач и двете странични ленти f1 и f2. Всеки модулиращ хармоничен сигнал генерира две странични ленти. Тогава нека fs е основната честота и fc носещата честота

f1 = fc – fs, f2 = fc + fs,

където f1 и f2 са така наречените съответно долна и горна странична честота. Например, ако носещата честота е 100 kHz и честотата на сигнала е 1 kHz, тогава

Долна странична честота f1 = 100 - 1 = 99 kHz,
Честота на горната страна f2 = 100 + 1 = 101 kHz.
Амплитудно модулирана носеща, т.е. носеща заедно с два сигнала от страничната лента, може да бъде представена като три вертикални стрелки, всяка съответстваща на един хармоничен сигнал (фиг. 14.3). Това, което е показано на тази фигура, се нарича честотен спектър на сигнала (в този случай честотният спектър на AM носещата).

Ориз. 14.3. честотен спектър AM оператор. Ориз. 14.4. Странични ивици.

Странични ивици

Информационните сигнали почти винаги имат сложна форма и се състоят от Голям бройхармонични сигнали. Тъй като всеки хармоничен сигнал генерира двойка странични ленти, сложен нехармоничен сигнал ще генерира множество странични ленти, което води до две честотни ленти от двете страни на носителя (Фигура 14.4). Това са така наречените странични ленти. Областта на честотите между най-високата горна странична лента f2 и най-ниската горна странична лента f4 се нарича горна странична лента (UBS). По подобен начин честотната област между най-голямата долна странична лента f3 и най-малката долна странична лента f1 се нарича долна странична лента (LSB).
Двете странични ленти са симетрични спрямо носителя и всяка съдържа една и съща информация. Превозвачът не носи информация. Цялата информация се пренася от странични честоти.
Когато се модулира с единичен хармоничен сигнал, се приема, че горната и долната странични ленти се простират съответно от носещата към горната и долната странична лента (фиг. 14.5).

Пример 1

Носеща с честота 100 kHz се модулира по амплитуда от сигнал, заемащ честотна лента от 400-3400 Hz. Определете ширината на страничните ивици.

Решение

Честотата от 3400 Hz, най-високата в спектъра на сигнала, генерира две странични честоти (фиг. 14.6):
f1 = 100 000 - 3400 = 96 600 Hz,
f2 = 100 000 + 3400 = 103 400 Hz.

Ориз. 14.6.

Честотата от 400 Hz, най-ниската в спектъра на сигнала, поражда още две странични честоти:

f3 = 100 000 - 400 == 99 600 Hz,
f4 = 100 000 + 400 = 100 400 Hz.

Ширина на горната странична лента (FSB): f2 - f4 = 103400 - 100400 = 3000 Hz.
Широчина на долната странична лента (LSB): f3 - f1 = 99600 - 96600 = 3000 Hz.

С други думи, двете странични ленти имат еднаква ширина, равна на разликата между стойностите на най-високата и най-ниска честотав спектъра на модулиращия сигнал: 3400 - 400 = 3000 Hz.
Страничните ленти за всяка друга честота в спектъра на сигнала ще бъдат вътре в горната и долната странична лента.

Честотна лента

Тъй като информацията се пренася само от странични честоти, за висококачественото предаване на тази информация честотната лента, заета от AM системата в ефира, трябва да бъде достатъчно голяма, за да поеме всички налични странични честоти. Когато се модулира с хармоничен сигнал, има две странични честоти. По този начин честотната лента се простира от долната странична лента f1 до горната странична лента f2 (както е показано на Фигура 14.5).
Например, ако модулиращият хармоничен сигнал има честота 1 kHz, тогава PFS = NFS = 1 kHz и честотната лента ще бъде
NBP + VBP = 2 1 kHz = 2 kHz.

С други думи, в този случай честотната лента, заета от амплитудно модулирания носител, е равна на удвоената честота на модулиращия сигнал.
При прехвърляне сложен сигналчестотната лента, заета от AM комуникационна система, е равна на удвоената най-висока честота в спектъра на базовата лента и по този начин включва всички странични честоти.

Еднопосочно и двупосочно предаване

Тъй като едната странична лента съдържа толкова информация, колкото другата, предаването може да се извърши само с помощта на една странична лента и няма да има загуба на информация. При предаване с една странична лента (SSB - в комуникационната терминология) една от страничните ленти - или долната, или горната - се потиска и се предава само една оставаща странична лента. При предаване с двойна странична лента (DSB) се предават и двете странични ленти.
Предаването с една странична лента заема само половината от честотната лента, използвана от двупосочното предаване, и поради тази причина се използва в телефонията и радиокомуникациите. При предаване с една странична лента два пъти повече информационни каналиотколкото при двупосочно предаване. Поради своята простота, двупосочното предаване се използва от всички AM системи за излъчване. Следователно, когато се говори за комуникация, използваща AM, тя обикновено се нарича двупосочно предаване, освен ако не е посочено друго.

Пример 2

Носещата се модулира по амплитуда чрез периодичен сигнал под формата на меандър с честота 100 Hz. Пренебрегвайки хармониците над 5-та, задайте честотната лента, необходима за a) предаване DSB (двустранична лента) и b) предаване SSB (единична странична лента).

Решение

Сигнал с квадратна вълна с честота 100 Hz съдържа следните хармоници:

основен хармоник =100 Hz,
хармоник от 3-ти ред = 3 100 = 300 Hz,
5-ти ред хармоник = 5 100 = 500 Hz.

Хармониците от по-висок порядък се пренебрегват. По този начин в изрязания спектър на модулиращия сигнал максимална честота fmax = 500 Hz.
Ширина на честотната лента за DSB предаване = 2 fmax = 2500 = 1000 Hz.
Ширина на честотната лента за SSB предаване = DSB/2 = 1000/2 = 500 Hz.

Това видео говори за амплитудна модулация:

Амплитудната модулация има много недостатъци. Лоша енергия, чувствителност към радиосмущения, приемането на AM сигнали почти винаги е придружено от съскане, ... следователно в повечето радиокомуникационни системи AM отдавна е заменен от едностранична и честотна модулация. AM обаче има две предимства, благодарение на които все още се използва в чуждестранното излъчване на KSDV, въпреки неуспешните опити за цифровизация. Първо, за получаване на AM сигнал е необходим много прост и евтин приемник. В радиокомуникационните системи броят на радиоприемниците като правило е равен на броя на радиопредавателите и сложността на изграждането, например, на еднолентов приемник на фона на еднолентов предавател, наличен в същият дизайн на радиостанцията, не играе роля. За разлика от това, в радиоразпръскването, където има милиони пъти повече приемници отколкото предаватели, простотата на приемника (и неговата цена) изцяло определя икономиката на индустрията и слушаемостта на предаванията. Второ, когато нивото на AM сигнала спадне до шум, се запазва не само разбираемостта на човешката реч и нейната естественост, но дори и разпознаването на музикални произведения. И двете предимства все още не са надминати от друга модулационна система в същите честотни диапазони. Така че AM ще живее в радиото още дълго време. Както обаче и радиолампи в изходните стъпала на мощни предаватели! Транзисторите, уви, се чувстват много неудобно там.

Ефективното формиране на АМ се осъществява в изходния етап на радиопредавателя чрез промяна на захранващите напрежения на екранната решетка и анода на лампата. В същото време пътя на формиране на носителя, включително изходния етап, може да бъде нелинеен (режими клас B и C) или дори цифров (режими клас D, E, F). Тази конструкция на предавателя го прави лесен за производство, тъй като цифрови схемиимат 100% повторяемост и не изискват настройка (с изключение на E). Например, цифровият път на АМ предавател с ниска мощност, предназначен за излъчване на средни вълни, включително предизходния етап, вече е публикуван в нашето списание. Линейното усилване на AM сигнала, генериран в възбудителя на ниско ниво (както е обичайно при модулация с една странична лента), изисква линеен път, който е труден за регулиране, намалява изходната мощност 4 пъти и ефективността е по-малка от 20% . Ако вашият 100-ватов SSB приемо-предавател имаше честна (а не усилена линия) AM, тогава мощността на сигнала в носещ режим ще бъде 100 вата, а на върха на модулацията - 400 вата. И така вие се задоволявате със средна мощност от 25 вата в най-добрия случай, като в същото време трансивърът консумира същото количество от източника на енергия, както при пълна мощност в SSB режим.

Всъщност промяната в RF компонента на първия хармоник на анодния ток и в резултат на това напрежението в колебателна верига, U a1 = I a1 . R k се получава чрез промяна във времето с модулацията на напрежението върху екраниращата решетка на изходната тръба. За да се предотврати прегряването на анода на лампата при ниски амплитуди на изходното напрежение (за повишаване на ефективността), захранващото напрежение на анода също се променя във времето с модулацията, така че при всякакви стойности на анодния ток би да бъде 110 - 120% от RF напрежението във веригата. Това е принципът на анодно-екранната модулация - AEM (фиг. 1).

Има още едно важно правило на AEM: за всякакви стойности на модулационния сигнал, напрежението върху екраниращата решетка на лампата трябва да бъде по-малко от анодното напрежение и да поддържа същото съотношение с него, както при липса на модулация. Това правило трябва да се спазва в схемата, така че по време на работа на предавателя да е невъзможно да се наруши, в противен случай лампата на изходния етап ще се повреди на решетката на екрана. Решетката просто ще се стопи.

Възможно е да се реализира сумирането на постоянни захранващи напрежения с променливи модулиращи такива по поне два начина. Първият, най-простият, който веднага идва на ум, е да свържете последователно два източника на напрежение - постоянно захранване E a или E g2 и променлив модулационен сигнал U a m или U g2 m, както е показано на фигура 2. Всичко изглежда добре, с изключение на две сериозни "НО". Първо, постоянният компонент на анодния ток протича през модулиращия източник на напрежение. Това означава, че изходният модулационен трансформатор трябва да работи с отклонение (и да има почти два пъти по-голямо напречно сечение на сърцевината и немагнитна междина), или, за да компенсира тока на отклонение, изходният етап на модулатора трябва да бъде единичен приключи и работи в режим клас А (Това е друга печка!). Ако говорим за мощности във ватове, тогава това е технически напълно осъществимо. Ако предавателят трябва да има мощност от десетки и стотици вата, тогава модулационният трансформатор нараства значително по размер и цена. Второ „НЕ“: Модулационният трансформатор е с високо потенциално анодно напрежение. Поради това е необходимо да се постави високоволтова изолация между намотките му, което сериозно усложнява конструкцията на трансформатора и увеличава риска от повреда. В резултат на това такъв трансформатор трябва да се изчислява и произвежда индивидуално за всеки проектиран предавател и не може да бъде унифициран по технически и икономически причини. Тоест привидната простота на схемата се превръща в сериозни технологични затруднения.

Въпреки това, спомняйки си втория закон на Кирхоф и добавянето на напрежения към общ товар, използвайки две реактивни съпротивления във веригата на всеки източник, можете да начертаете паралелна сумираща верига (фиг. 3). Схемата стана по-сложна. Има две допълнителни LC вериги. Модулационният трансформатор обаче вече е с нулев потенциал и няма преднапрежение!!! Тоест можете да използвате стандартен изход или дори силов трансформатор като негово качество, а не да го проектирате и навивате сами. Неизбежното отклонение в индуктивностите е преминало от трансформатора към нискочестотни дросели, които също съществуват стандартни и не е необходимо да се навиват независимо. Голяма потенциална разлика е отишла в изолационните кондензатори, което е типично за тях. Като този. С малко мисъл, леко усложняване на веригата, можете да опростите нейното изпълнение и да увеличите надеждността!

Изчисляване на елементите на веригата.Изходни данни за изчисляване: лента на модулиращите честоти, захранващи напрежения на анода Ua, екранна решетка Ug2 и токове на потребление на изходното стъпало на предавателя Ia и Ig2. Нека изчислим веднага конкретен пример. Нека F min = 50 Hz, F max = 8000 Hz (излъчване AM, емисионен клас 16K0A3EGN), захранващото напрежение на анода ще бъде 400 волта, напрежението на мрежата на екрана ще бъде 175 волта. Консумацията на ток в анодната верига е 300 mA, в мрежата на екрана 30 mA. Двойка лампи 6P45S се разпознава в сравнително лек режим.

Анодна верига.

Еквивалентно съпротивлениенатоварвания на модулатора в анодната верига:

1. Ra = Ua / Ia; или в цифри: Ra = 400 / 300 = 1,333 kΩ.

При по-ниска честота на модулация Fmin е допустимо блокиране на честотната характеристика от 3 dB. Следователно индуктивното съпротивление на анодния модулационен дросел X LDr1 трябва да бъде поне Ra. Ето защо:

2. L Dr1 \u003d Ra / (2 π Fmin) \u003d 1333 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,24 G. Да вземем с марж L Dr1 = 5 G.

Нека зададем максималния работен модулационен коефициент m. При m = 100% има голяма вероятност от свръхмодулация и изкривяване, така че ще приемем, че максималната работна дълбочина на модулация (в така наречения „синусоидален режим“ - настройка по тон) е 90%. Тогава:

3. Ua m \u003d Ua * m \u003d 400 * 0,9 \u003d 360 волта.

Въпреки това, тъй като минималният коефициент на върха (отношението на модулиращото напрежение на силен звукдо средното ниво) за реч и музика никога не е по-малко от 3 (за концерти със симфонична музика пиковият фактор може да достигне 7), средната дълбочина на модулация ще бъде:

4. m cf \u003d m / q \u003d 0,9 / 3 \u003d 0,3 или 30%

Съответно, средното модулиращо напрежение в анодната верига:

5. Ua m cf \u003d Ua * m cf \u003d 400 * 0,3 \u003d 120 волта.

През дросела Dr1 в работен режим протичат два тока: постоянен 300 mA и променлив ток, определящ се от средното модулиращо напрежение и реактивното съпротивление на дросела при по-ниската честота на модулация. Важно е при максимална стойност на тока индукторът да не се магнетизира. Следователно, ние разглеждаме пиковото модулационно напрежение при m = 0,9.

6. Амплитуда на тока I Dr1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Dr1) = 360 / (2 * 3,14 * 50 * 5) = 0,229 A.

Изборът на максималната стойност на тока на индуктора, за разлика от изглаждащите филтърни вериги, трябва да се избира не според топлинния ефект, а според максималната амплитуда на тока, така че индукторът да не се магнетизира в пиковете на модулацията сигнал. Като се вземе предвид спад от 3 dB при по-ниска работна честота, стойността на тока, за която трябва да бъде проектиран анодният дросел, е:

7. I Dr1 = Ia + I Dr1 ~ * m * 0,707 = 300 + 229 * 0,9 * 0,707 = 446 mA.

Според таблицата на стандартните нискочестотни дросели от серията "D" избираме D48-2.5-0.4. Параметрите му са: индуктивност 2,5 хенри при работен ток 400 mA, активно съпротивление 54 Ω, максималното променливо напрежение на мрежовата честота на намотката при максимален работен ток е 11 волта (амплитуда - 15,6 V). По този начин стойността на пиковия ток за индуктора D48 ще бъде: 0,4 + 15,6 / (2 * 3,14 * 50 * 2,5) = 420 mA. Превишение на амплитудата на тока над максималната стойност - 26 mA или 6,2%. Тоест при пика на модулация индукцията в ядрото няма да бъде 1,6 Тесла, а 6,2% повече, тоест 1,7 Тесла. Областта на графиката на намагнитване за лентови магнитни вериги от 1,6 - 1,7 Tesla вече се характеризира със значителна нелинейност, въпреки че ядрото все още не е наситено. Ако обаче по-ниската честота на модулация не е 50 Hz, а 6,2% по-висока, т.е. 53 Hz (когато слушате музика от радиоприемник, това практически не се забелязва), тогава няма да има влизане в нелинейната област. Във входния филтър на модулационния сигнал обаче, преди да се приложи към модулатора, ще е необходимо да се предвиди допълнително блокиране на честотната характеристика с 6,2% при по-ниската работна честота. Можете обаче да изберете дросел с умишлено голям работен ток, например D47-1.2-0.56 и да свържете 4 броя последователно. Ако все пак оставим избора на D48-2.5-0.4, тогава за да получим индуктивност от 5 G, включваме два такива дросела последователно. Падането на анодното захранващо напрежение върху активното съпротивление на композитния индуктор (два D48, свързани последователно) ще бъде:

8. U Dr1 \u003d Ia * 2 * R Dr1 \u003d 0,3 * 2 * 54 \u003d 32,4 V.

По този начин необходимото анодно напрежение от изхода на токоизправителя, като се вземат предвид загубите в индуктора, ще бъде:

9. Ea \u003d Ua + U Dr1 \u003d 400 + 32,4 \u003d 433 V.

Разделителният кондензатор Cp1 работи за паралелно свързване на активното съпротивление на анодната верига на предавателя Ra и индуктивното съпротивление на модулационния дросел X LDr1, чийто модул е:

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LDr1) = √1/(1/1333 2 +(2*3,14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1 /1571 2) = 1016Ω.

При по-ниската честота Fmin реактивното съпротивление X Cp1 не трябва да бъде повече от 1/5 от Za. По този начин:

11. Cp 1 \u003d 5 / (2 π Fmin Za) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d 15,7 uF.

Прилагаме стандартната стойност от 20 микрофарада при 600 V и тип кондензатор MBGO-2.
Блокиращият кондензатор Sat 1, монтиран в непосредствена близост до анодния дросел, е свързан паралелно с изходния кондензатор на филтъра на анодния токоизправител. Следователно, въпреки че неговата капацитивна реактивност трябва да бъде 20–50 пъти по-малка от Za, въпреки това в модулатора е възможно да се настрои на минимален капацитет, например равен на Cp 1, и изходният кондензатор на токоизправителния филтър Ea ще поемете останалата част от капацитета. Основното е, че общият им капацитет не трябва да бъде по-малък от

12. Общо сб \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Za) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 1016) \u003d (63 ... 157) μF.

Тоест, ако инсталирате 20 uF кондензатор като Sat 1 и например два 150 uF електролитни кондензатора, свързани последователно с общ капацитет 75 uF, са инсталирани на изхода на токоизправителя, тогава всичко ще работи добре . Е, или можете да намерите 50 или 100 микрофарада на 600 волта от по-модерни типове, например K75-40b.
Мощността, подадена от модулатора към анодната верига на предавателя при m = 90%, като се вземат предвид загубите в активното съпротивление на композитния модулационен дросел:

13. Pm a \u003d U 2 a m / (2 * Ra) + (I Dr1 ~ / q) 2 * 2 * R Dr1 \u003d 360 2 / (2 * 1333) + (0,054 /) 2 * 2 * 54 \u003d 48,6 + 3,5 = 52,1 вата.

При m = 1 тази мощност ще бъде 64 W, а при m = 0,3 ще са необходими само 5,7 W.

Верига на екранната мрежа.

За линейност на модулацията е необходимо да се поддържа същото съотношение на напрежението при долния пик (при минимални напрежения Ua min и Ug 2min), както в режим на почивка. Това е,

14. Ua / Ug 2 \u003d Ua min / Ug 2min \u003d 400 / 175 \u003d 2,29

При m = 0,9, минималното напрежение на анода

15. Ua min \u003d Ua - Ua m \u003d 400 - 360 \u003d 40 волта.

Следователно минималното напрежение на решетката на екрана при 90% модулация трябва да бъде:

16. Ug 2min \u003d Ua min / 2,29 \u003d 40 / 2,29 \u003d 17,5 V.

По този начин,

17. Ug 2 m \u003d Ug 2 - Ug 2min \u003d 175 - 17,5 \u003d 157,5 V, а ефективната стойност е 111,4 V.

Тъй като натоварването на модулационния трансформатор във веригата на екранната мрежа е незначително в сравнение с анодната верига (мощността е десет пъти по-малка), изчислението ще се различава от анодната модулационна верига. Ще изберем параметрите на веригата на екранната мрежа въз основа на общото натоварване на модулационния трансформатор. Еквивалентното съпротивление на натоварване на модулатора във веригата на екранната мрежа, преизчислено от анодната верига, ще бъде:

18. Rg 2e \u003d Ra / (Ua / Ug 2) 2 \u003d 1333 / 2,29 2 \u003d 254 Ω;

Това съпротивление определя необходимото индуктивно съпротивление на индуктора, което, свързано паралелно с веригата на екранната мрежа, не трябва да влияе на честотната характеристика на веригата, тоест трябва да бъде поне 5 пъти по-голямо от първоначалното:

19. L Dr2 \u003d 5 Rg 2e / (2 π Fmin) \u003d 5 * 254 / (2 * 3,14 * 50) \u003d 4,04 G. Стандартната стойност е 5 G.

Индуктивното съпротивление на индуктора при по-ниска честота на модулация ще бъде:

20. X LDr2 = 2 π F min L DR2 = 2 * 3,14 * 50 * 5 = 1571 Ω.

Съпротивление на веригата на екранната мрежа

21. Rg 2 \u003d Ug 2 / Ig 2 \u003d 175 / 30 \u003d 5,833 kΩ.

Ясно се вижда, че Rg 2 >> Rg 2e, (5833 >> 254) и модулационният трансформатор работи почти на празен ход по веригата на екранната мрежа. Съпротивлението Rg 2 определя мощността, консумирана от модулатора на екранната мрежа:

22. Pm g2 \u003d U 2 g 2 m / (2 * Rg 2) \u003d 157,5 2 / (2 * 5833) \u003d 2,1 W.

по същия начин,

23. за m = 1; Pm g2 = 2,65 W, а за m = 0,3; Pm g2 = 0,24 W.

За ограничаване на тока на екранната решетка (за защита на лампата в случай на несъответствие на товара), както и за предотвратяване на резонансни явления в модулационната верига, е необходимо да се свърже последователно съпротивление към индуктора със стойност, равна на X LDr2 или по. При R \u003d X LDr2 модулът на импеданса на получената RL верига ще бъде:

24. Zg 2 \u003d X LDr2 * √ 2 \u003d 2222 Ω

Съответно амплитудата на променливия модулиращ ток в RL веригата ще бъде:

25. I Dr2 ~ = (Ug 2 m m) / Zg 2 = (157,5 * 0,9) / 2222 = 0,064 A.

И пиковият ток през индуктора ще бъде

26. I Dr2 = Ig 2 + I Dr2 ~ = 30 + 64 = 94 mA.

Избираме стандартен дросел D22-5-0.1. Параметрите му са: индуктивност 5 хенри при работен ток 100 mA, активно съпротивление 326 Ω при последователно свързване на намотките.

27. Тъй като D22-5-0.1 вече има собствено активно съпротивление на намотката от 326 Ω, е необходимо да добавите R = X LDr2 - R Dr2 = 1571 - 326 = 1245 Ω.

Стандартната по-висока оценка е 1,3 kΩ.
Изолационният кондензатор Cp2 работи за паралелно свързване на комплексното съпротивление на веригата на индуктора Zg 2, = 2.222 kΩ (фаза = 45 °) и активното съпротивление на екранната решетка Rg 2 = 5.833 kΩ, чийто общ модул на съпротивление, като се вземе предвид фазата, е:

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos / Zg 2) 2 + (sin / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5,833 + 0,707 / 2,222) 2 + (0,707 / 2,222) 2 ] = √1/(0,24 + 0,1) = 1,715 kΩ

При по-ниската честота Fmin реактивното съпротивление X Cp2 не трябва да бъде повече от 1/5 от Zg 2Rg2. По този начин:

29. Cp 2 \u003d 5 / (2 π Fmin Zg 2Rg2) \u003d 5 / (2 * 3,14 * 50 * 1715) \u003d 9,3 μF.

Прилагаме стандартната стойност от 10 микрофарада при 300 V и тип кондензатор MBGO-2.
Блокиращият кондензатор Sb2, монтиран в непосредствена близост до резистора R, е свързан паралелно с изходния кондензатор на филтъра на екранния токоизправител. Следователно, въпреки че неговата капацитивна реактивност трябва да бъде 20–50 пъти по-малка от Zg2, въпреки това в модулатора е възможно да се настрои на минимален капацитет, например равен на Cp 2, и изходният кондензатор на токоизправителния филтър Eg 2 ще поеме останалата част от капацитета. Основното е, че общият им капацитет не трябва да бъде по-малък от

30. Общо сб \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Zg 2) = (20 ... 50) / (2 * 3,14 * 50 * 2222) \u003d (29 ... 72) μF.

Тоест, ако инсталирате кондензатор от 10 uF като Sat 2 и например на изхода на токоизправителя е инсталиран кондензатор от 47 uF, тогава всичко ще работи възможно най-добре. Е, или, ако не харесвате електролити, можете да поставите кондензатор от 30 микрофарада на 300 волта MBGO-2. При проектиране на конкретна схема тези проектни съотношения са еталонни, които не трябва да се нарушават, докато изпълнението на схемата може да бъде различно в зависимост от вида на използвания силов трансформатор и веригата на токоизправителя. При изчисляване на изглаждащите филтри за осигуряване на желания коефициент на пулсации, капацитетът на кондензаторите може да се окаже по-голям от изчисления и тогава те трябва да бъдат зададени съответно големи. При m = 0,9 (и при по-ниска честота на модулация от 50 Hz), загубата на мощност на модулатора върху активното съпротивление на веригата ще бъде:

31. R RDr2 \u003d I 2 Dr2 ~ * (R + R Dr2) \u003d 0,064 2 * (1300 + 326) / 2 \u003d 3,33 W.
32. При m = 1 Р RDr2 = 4,1 W и при m = 0,3; Р RDr2 = 0,37 W.
33. Освен това, 0,064 2 * 1300 = 2,66 W при m = 0,9; 3,29 W при m = 1; 0,3 W при m = 0,3

от тях ще се разсее от резистора R при честота на модулация от 50 Hz. Мощността, доставена от модулатора към веригата на екранната мрежа при дълбочина на модулация от 90% и синусоидален режим (q = 1):

34. Pm g2Rdr2 \u003d Pm g2 + P Rdr2 \u003d 2,1 + 3,33 \u003d 5,43 W.

Общата мощност на модулатора при дълбочина на модулация от 90% и q = 1 ще бъде:

35. Pm \u003d Pm a + Pm g2Rdr2 \u003d 52,1 + 5,43 \u003d 57,5 ​​W.

За 100% синусоидална модулация при 50 Hz ще е необходима мощност на модулатора

36. Pm \u003d 64 + 2,65 + 4,1 \u003d 70,8 W.

С увеличаването на честотата загубата на мощност през резистора R ще спада линейно. При нормална работа на предавателя на разговорни и музикални програми (q = 3), необходимата мощност от модулатора е: 5,7 + 0,24 + 0,3 = 6,24 вата. И като се вземе предвид ефективността на модулационния трансформатор - 6,9 W. Тук си струва да се обърне внимание на квадратичната зависимост на мощността на модулатора от дълбочината на модулация. Прави впечатление 10-кратна разлика в средната мощност на модулация при нормална работа на реален музикален и разговорен сигнал - 6,9 W и при синусовиден режим и 100% модулация над 70 W. Следователно не се изисква модулаторът на AM предавателя да осигурява максимална непрекъсната мощност в синусоидален режим. Основното е, че при върховете на модулационния сигнал може да осигури амплитуда на изходното напрежение, равна на захранващото анодно напрежение на изходния етап. За AEM е подходящ почти всеки модулатор с относително ниска мощност (в района на 20 - 60 W), способен да достави максимално напрежение на модулация и устойчив на краткотрайни токови претоварвания. В този режим транзисторът и особено ламповият UMZCH с трансформаторен изход могат да работят много добре. Интегрираните UMZCH схеми с изход без трансформатор, уви, не осигуряват пикове на напрежението по-малко мощност, и когато ги използвате, чипът UMZCH трябва да бъде проектиран за максималната мощност на модулатора, т.е. 80 W, като се вземе предвид ефективността на модулационния трансформатор. Спадът в директното захранване на екранната решетка върху активното съпротивление на индуктора R Dr2 и допълнителния резистор R ще бъде:

37. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1300 + 326) \u003d 49 V.

И захранващото напрежение на веригата на екранната мрежа на изхода на токоизправителя трябва да бъде:

38. Например 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 49 \u003d 224 волта.

Мощност постоянен ток, разсеян от резистора R, ще бъде:

39. I 2 g2 * R \u003d 0,03 2 * 1300 \u003d 0,9 W.

Като се има предвид, че част от мощността на модулатора все още се разсейва върху него, при m = 0,3, общата разсейвана мощност на резистора R ще бъде:

40. P R \u003d I 2 Dr2 ~ * R + I 2 g2 * R \u003d 0,3 + 0,9 \u003d 1,2 W.
41. Въпреки това, с 90% модулация при 50Hz, този резистор ще разсее PR90 = 0,3 + 3,29 = 3,6 W.

Избираме с голяма разлика два резистора с мощност 2 W и номинална стойност 2,7 kΩ, свързани паралелно. Типова оценка: MLT или S2-23 - 2 W - 2,7 kΩ ± 5%. Тъй като номиналната стойност от 1,35 kΩ се оказа различна от изчислените 1,3 kΩ, тогава при е необходимо да се преизчисли захранващото напрежение на веригата на екранната мрежа:

42. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0,03 * (1350 + 326) \u003d 50,3 V.
43. Например 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 50 \u003d 225 волта.

При по-ниска честота на модулация от 50 Hz, при пикове, достигащи 100%, мощност от 4,2 W ще се разсее на композитния резистор, но тъй като този режим не е стандартен и практически недостижим при работа на предавателя, такива краткотрайни изблици за два резистора от 2 вата всеки със средна мощност, която не надвишава 1,2 W, са напълно приемливи.

модулационен трансформатор.Той трябва да поддържа линейността на предавателната характеристика в целия диапазон на модулиращите напрежения. В номинален режим (с коефициент на модулация 90%) той трябва да има амплитуда на напрежението от 360 волта върху анодната намотка и амплитуда на напрежението от 157,5 волта върху намотката на екрана (част от анода преди крана). В същото време е желателно трансформаторът да позволява 10% претоварване на напрежението при модулационни пикове до 100%.

Нека преизчислим тези напрежения в ефективни. Получаваме 254,6 V и 111,4 V.

Разглеждайки параметрите на стандартните трансформатори, произведени от нашата индустрия, много точно съвпадение с изчислените стойности на напрежението на мрежовите намотки за силови трансформатори от серията TAN и TN е поразително. Двете мрежови намотки, налични за тези трансформатори, са оценени за 127 волта и имат кран от 110 волта.

Включвайки двете намотки последователно, получаваме напрежение от 254 волта, а от крана на една намотка - 110 волта. Вярвам, че съвпадението е много точно! Въпреки това VT трансформаторите имат допълнителни кранове на мрежовата намотка, което ви позволява точно да изберете съотношението на анодното и екранното модулиращо напрежение за други видове радиолампи.

Сега със сила. Тъй като синусоидният режим при 90% модулация е стандартен, трансформаторът трябва да осигури пренос на мощност от 58,2 вата.

Като модулационен трансформатор избираме стандартен силов трансформатор ТН46-127/220-50. Тъй като трансформаторите са обратими, ще го използваме "изход към вход".

Неговите параметри (фиг. 4):

Тъй като дългосрочните нормирани отклонения на мрежовото напрежение могат да бъдат ± 10% от номиналната стойност, силовият трансформатор е проектиран не само за 10% претоварване, но и за нормална работа при напрежение с 10% по-високо от номиналното. И модулатор с такъв трансформатор лесно ще осигури 100% модулация при по-ниска работна честота от 50 Hz. Свързвайки последователно шестволтовите намотки на модулационния трансформатор, получаваме, че с коефициент на модулация m = 0,9, мощността на модулатора Pm = 58 W и номиналното напрежение на четирите намотки Um = 25,2 волта, входното съпротивление на модулационната сигнална верига е променлив токще бъде:

1. Rm \u003d U 2 m / Pm \u003d 25,2 2 / 58 \u003d 11 Ω.

С други думи, ако имате обикновен домакински UMZCH с мощност 30 - 80 W, който на колона със съпротивление 8, 12 или 16 Ω може да развие напрежение 24 - 28 волта, тогава можете да използвате като модулатор за вашия AM предавател.

Многобройни вериги на двунаправленна тръба UMZCH с TAN и TN трансформатори, публикувани от мен в списание RADIO от 2005 до 2008 г., не са нищо повече от предварителни публикации на модулатори с приятен, тръбен звук за предаватели на AM с ниска мощност. Те трябва само да въведат корекция на честотната характеристика, така че да се наблюдава прекъсване от 3 dB при горната честота на модулация Fmax = 7,5 ... 8 kHz и да инсталират филтър с прорези с потискане от най-малко 40 dB при честота 9 kHz, за да се осигури клас на излъчване 16K0A3EGN в съответствие с международните радиоправила. А тръбата UMZCH за 6N23P и 6P43P, публикувана в раздела "За начинаещи", е модулатор за 25-ватов излъчващ предавател на начинаещ индивидуален радиопредавател, тестван на двеста студенти и достъпен за производство дори на първокурсник в хуманитарен университет .

Захранването в нашия пример за изчисление трябва да осигури анодно напрежение от 433 волта при ток от 300 mA и захранващо напрежение на екрана от 200 волта при ток от 30 mA. Използваме същите дросели в изглаждащите филтри на токоизправителя, както в модулационната схема: D48-2.5-0.4 и D22-5-0.1.

Изчисляването на токоизправителя и изглаждащите филтри е дадено в наръчниците на радиолюбителите.

Използваме стандартния TA199-220-50 като силов трансформатор (фиг. 5):

Тъй като съществуващият трансформатор има шест намотки с напрежение 80 и 20 волта, е възможно да се използват два мостови токоизправителя, отделно за напрежението на екрана Eg2 и да се добави към него изправеното напрежение от останалите намотки, за да се получи номиналната стойност на анода Ea , като по този начин се намаляват работните напрежения на токоизправителите и изглаждащите филтри, което е много удобно. В този случай съотношението на захранващите напрежения Ea и Eg2 се получава автоматично чрез включване на намотките на трансформатора и ще се поддържа при всякакви колебания в мрежовото напрежение. Така че тази схема не изисква стабилизиране на напрежението. Нека начертаем пълна диаграма:

Напреженията на нажежаемата жичка и напрежението на отклонение трябва да се подават към лампите на изходния етап на предавателя от отделен трансформатор и да се включват една или две минути по-рано, преди да се приложат анодното и екранното напрежение.