새로운 초변조 방법

(Amaterske Radio 잡지에 따르면)

“진폭 변조에 대해 언급되지 않은 것은 무엇입니까? 모든 것 같다 가능한 옵션 AM이 연구되고 설명되었습니다. 양극, 다양한 그리드, 초변조 ... 그렇다면 진폭 변조에 대해 무엇을 더 쓸까요?

라디오스포츠의 대가인 Jan Šima(OKUX)가 1960년 Amaterske Radio, No. 8에 게재한 기사는 이 말로 시작됩니다. 기사 제목은 "잠금 가능한 직렬 램프에 의한 변조"입니다. 다른 화면 변조 방식보다 간단하고 경제적이며 동시에 더 효율적인 이 방식은 1960년 5월부터 UA3CH 라디오 방송국에서 사용되었습니다. 당 단기밝혀졌다 부인할 수 없는 이점 Shadsky 동지가 설명한 계획 앞에서 그녀 - UA3BW (1959 년 "라디오"No. 2). 변조기에는 변조 변압기가 없으므로 저음 전력을 증폭할 필요가 없습니다.

아래는 해당 기사의 간략한 번역입니다. 국산 램프 사용으로 인해 변조기 회로가 약간 변경되었습니다.

기사는 다음과 같이 말합니다. - 스크린 그리드의 변조는 다양한 방식으로 수행할 수 있습니다. 최근에 스크린 변조는 소위 "초변조"를 얻기 위해 사용되었으며, 변조 "피크"를 사용하여 최근까지 양극 스크린 변조로만 가능하다고 여겨졌던 전신 전력을 초과할 수 있습니다. 제안된 변조 방법은 "대칭" 모드에서 조정 가능한 캐리어 레벨(CLC - 제어 레벨 캐리어로 알려짐)이 있는 모드로 넓은 범위에서 모드를 변경할 수 있습니다. 기존의 "전통적인" AM 계획의 . 변조 전압 소스가 스크린 그리드 전원이고 회로의 여러 다른 기능이 깊은, 거의 100%를 얻기 위한 조건을 생성할 때 설명된 변조 방법에 따른 물리적 프로세스뿐만 아니라 변조에 따라 시간이 지남에 따라 캐리어 레벨이 변경됩니다. 과변조의 위험이 없는 변조. 이것은 양극 스크린과 초변조를 모두 사용하여 동일한 송신기를 작동하는 동안 확인되었습니다. 병렬로 연결된 변조 램프를 사용하는 잘 알려진 화면 변조 방법(그림 1, a)은 저항 R(또는 LF 초크)에서 이득을 얻을 수 없습니다.

L2 변조 램프의 부하인 스크린 그리드에 공급하는 전압의 일부도 떨어집니다. 이러한 방식으로 변조 깊이를 70% 이상 높이는 것은 왜곡 없이는 거의 불가능합니다. 변조 램프 (그림 1.6)의 순차 켜기 사용이 열립니다.

이전에 과소 평가되었던 완전히 새로운 가능성. 그 중 하나는 이러한 포함과 함께 램프의 동적 특성을 최대한 사용할 수 있다는 가능성이며 설명 된 방법의 원리의 기초입니다. 다이어그램에서(그림 2)

마이크 증폭기의 사운드 전압이 전위차계 R에 의해 설정되는 동작점인 램프 L r의 그리드에 적용되는 것을 볼 수 있습니다. Ri 값은 램프 Li의 최대 애노드 전류를 결정합니다. 열려있습니다. LG 램프는 음극 팔로워로 작동합니다. 램프(Lg)의 동작점은 분배기(Rs Ri)의 데이터에 의존한다. Rs의 값은 잠긴 램프(Lg)인 /?-와 동일하거나 초과해야 한다. 에서 올바른 선택저항 Rs는 변조된 램프의 스크린 그리드에서 최적의 변조 전압 값에 따라 달라집니다.

파이. 음극 Lg 및 Lg가 연결된 차단 전압 -100V는 송신기의 그리드 바이어스 정류기에서 가져올 수 있습니다. 그리드에 U3B가 없는 램프 L은 열려 있고 램프 L2는 닫혀 있으며 출력 스테이지 램프(RA)의 스크린 그리드 전압은 0에 가깝습니다. 램프 Lg의 그리드에 전압이 있으면 닫히기 시작하고 Lg를 통과하는 전류가 증가하고 램프 RA의 스크린 그리드 전압이 증가하고 빠를수록 램프 Lg의 애노드 전류가 커지고 양극 그리드 섹션의 내부 저항을 낮춥니다. Lg와 Lg 램프 사이에 전류 연결이 존재하면 캐소드 팔로워의 높은 입력 저항이 최고의 품질스크린 그리드의 다른 초변조 방법보다 변조. 회로도변조기와 마이크 증폭기는 그림 1에 나와 있습니다. 3. 그림에서. 4는 -350V 이상의 1!cg에서 스크린 그리드 전류가 30-40mA를 초과하는 램프가 있는 트랜스미터용 변조기의 변형 다이어그램을 보여줍니다. 그림의 구성표에 따라 변조기를 사용하여 전화 모드에서 작동하기 위해 송신기를 설정합니다. 3은 쉽습니다. 전신 모드에서 안테나에 대한 최고 리턴으로 송신기를 설정한 후 스크린 그리드는 Pg 스위치에 의해 램프 L의 음극에 연결됩니다(CLC 위치). Ru를 변경하거나 차단 전압 값을 변경하면 캐리어 레벨이 일시 중지됩니다. 일명 일하기 위해 대칭 모드» R, 램프의 양극 전류가

RA는 "전신"현재를 구성했습니다.

(변조할 때 1a는 다음과 같은 경우 전신 값에 도달해야 합니다. 유효 가치스크린 그리드의 변조 전압은 Uc2 CW에 해당합니다.

초변조 효과를 얻으려면 "침묵" 전류 1 1

감소 - 심지어 -3 - 현재 4 o

전신 모드에서. R' 값의 변경이 변조가 없는 RA 모드에서 표시된 변경을 제공하지 않는 경우 저항 또는 /? 또는 /? 20의 값을 약간 줄여야 하며 음의 전압을 약간 높일 수 있습니다 -100 ~ -150V. 일시 정지 시 캐리어 감쇠 정도는 PA 램프의 U& 대 Un 비율에 따라 달라집니다. 이것이 관련될수록

TLG 모드의 CLC 변조기에서는 L2 램프의 왼쪽 절반 그리드에 음의 전압이 적용되어 램프를 차단합니다. 이 경우 저항 R1의 큰 양의 전압이 L2의 오른쪽 절반을 열어 화면 그리드 L1에 양의 전압이 공급되도록 합니다. TLF 모드에서 작동하는 경우 램프 L2의 왼쪽 절반 그리드로 오는 저주파 신호는 양극 전류를 변경합니다.

결과적으로 L2 램프의 오른쪽 절반의 양극 전류와 L1 램프의 화면 전압이 변경되어 송신기의 출력에서 ​​변조된 신호가 나타납니다.CLC 변조기는 실제로 조정할 필요가 없습니다. 전위차계 R3을 사용하여 TLF 모드에서 무음 상태에서 램프 L1의 양극 전류를 TLT 모드의 양극 전류 값의 20-25%와 동일하게 설정하기만 하면 됩니다. 이것이 달성되지 않으면 바이어스 전압을 높이거나 램프 L1의 여기 전압을 낮추십시오. CLC 변조기는 오랫동안 무선으로 사용되어 왔습니다. 모든 경우에 변조의 품질은 통신원에 의해 긍정적으로 평가되었습니다.

진폭 변조(AM)- 가장 일반적인 변조 유형. AM 시스템에서 반송파의 진폭은 신호 또는 정보의 변화에 ​​따라 변합니다(그림 14.1). 신호가 없을 때 반송파 진폭은 그림 4와 같이 일정한 수준입니다. 14.1(b). 정현파 신호로 변조될 때 반송파의 진폭은 변조 신호의 상승 또는 하강에 따라 정현파 방식으로 변조되지 않은 레벨에 비해 증가하거나 감소합니다. 변조 신호의 진폭이 클수록 반송파의 진폭이 더 많이 변경됩니다. 진폭 변조된 반송파(그림 14.1(c))에는 변조 신호의 모양을 정확히 반복하는 엔벨로프가 있으며 복조 중에 유용한 신호로 선별되는 것은 이 엔벨로프입니다.

변조 깊이

반송파의 진폭에 대한 변조 신호의 진폭의 비율을 깊이 또는 변조 인자라고 합니다. 변조 중 반송파 레벨 변화의 측정값을 결정합니다. 변조 깊이는 항상 백분율로 표시되므로 "백분율" 변조라고 합니다.
신호 진폭
변조 깊이 = ----------- 100%
캐리어 진폭

(그림 14.1 참조). 예를 들어 신호 진폭이 1V이고 반송파 진폭이 2V인 경우 변조 깊이는 (1V)/(2V) 100% = 50%입니다. 이것은 그림 1에 표시된 AM 반송파의 변조 깊이입니다. 14.1.

쌀. 14.1. 진폭 변조(변조 깊이 50%);
(a) 신호 (b) 운송인 (c) 변조된 반송파.

과변조

무화과에. 14.2(a)는 변조 깊이가 100%인 AM 반송파를 보여줍니다. 변조 깊이가 100%를 초과하면 왜곡이 발생합니다(그림 14.2(b)). 이러한 이유로 변조 깊이가 제한됩니다. 예를 들어 BBC 라디오 방송국에서 방송할 때 80%로 제한됩니다.

쌀. 14.2. (a) 100% 변조 (b) 과변조.

측면 주파수

진폭 변조 반송파는 진폭이 일정하고 주파수가 다른 3개의 고조파(정현파) 성분으로 구성되어 있음을 알 수 있습니다. 세 가지 구성 요소는 캐리어 자체와 두 개의 측파대 f1 및 f2입니다. 각 변조 고조파 신호는 두 개의 측파대를 생성합니다. fs를 기저대역 주파수라고 하고 fc를 반송파 주파수라고 하면

f1 = fc – fs, f2 = fc + fs,

여기서 f1 및 f2는 각각 소위 하측 및 상측 주파수입니다. 예를 들어 반송파 주파수가 100kHz이고 신호 주파수가 1kHz인 경우

하단 주파수 f1 = 100 - 1 = 99kHz,
상단 주파수 f2 = 100 + 1 = 101kHz.
진폭 변조 반송파, 즉 2개의 측파대와 함께 반송파는 각각 하나의 고조파 신호에 해당하는 3개의 수직 화살표로 나타낼 수 있습니다(그림 14.3). 이 그림에 나타난 것을 신호의 주파수 스펙트럼(이 경우 AM 반송파의 주파수 스펙트럼)이라고 합니다.

쌀. 14.3. 주파수 스펙트럼 AM 캐리어. 쌀. 14.4. 옆 줄무늬.

사이드 스트라이프

정보 신호는 거의 항상 복잡한 모양을 가지며 다음으로 구성됩니다. 큰 수고조파 신호. 각 고조파 신호는 한 쌍의 측파대를 생성하기 때문에 복잡한 비고조파 신호는 여러 측파대를 생성하여 반송파의 양쪽에 두 개의 주파수 대역을 생성합니다(그림 14.4). 이들은 소위 측파대입니다. 가장 높은 상부 측파대 f2와 가장 낮은 상부 측파대 f4 사이의 주파수 영역을 상부 측파대(UBS)라고 합니다. 유사하게, 가장 큰 하부 측파대(f3)와 가장 작은 하부 측파대(f1) 사이의 주파수 영역은 하부 측파대(LSB)로 지칭된다.
두 측파대는 반송파에 대해 대칭이고 각각은 동일한 정보를 포함합니다. 운송업체는 정보를 제공하지 않습니다. 모든 정보는 사이드 주파수로 전달됩니다.
단일 고조파 신호로 변조될 때 상부 측파대와 하부 측파대가 각각 반송파에서 상부 측파대와 하부 측파대까지 확장된다고 가정합니다(그림 14.5).

실시예 1

100kHz의 주파수를 갖는 반송파는 400-3400Hz의 주파수 대역을 차지하는 신호에 의해 진폭이 변조됩니다. 측면 줄무늬의 너비를 결정하십시오.

해결책

신호 스펙트럼에서 가장 높은 3400Hz의 주파수는 두 가지 측면 주파수를 생성합니다(그림 14.6).
f1 = 100 000 - 3400 = 96 600Hz,
f2 = 100,000 + 3400 = 103,400Hz.

쌀. 14.6.

신호 스펙트럼에서 가장 낮은 400Hz의 주파수는 두 개의 추가 측면 주파수를 발생시킵니다.

f3 = 100,000 - 400 == 99,600Hz,
f4 = 100,000 + 400 = 100,400Hz.

상부 측파대 폭(FSB): f2 - f4 = 103400 - 100400 = 3000Hz.
하부 측파대 폭(LSB): f3 - f1 = 99600 - 96600 = 3000Hz.

다시 말해, 두 측파대 모두 동일한 너비를 가지며 가장 높은 값과 가장 낮은 주파수변조 신호의 스펙트럼에서: 3400 - 400 = 3000Hz.
신호 스펙트럼의 다른 주파수에 대한 측파대는 상부 및 하부 측파대 내부에 있습니다.

대역폭

정보는 부 주파수에 의해서만 전달되기 때문에 이 정보의 고품질 전송을 위해서는 방송 중 AM 시스템이 차지하는 대역폭이 사용 가능한 모든 부 주파수를 수용할 수 있을 만큼 충분히 커야 합니다. 고조파 신호로 변조되면 두 가지 측면 주파수가 있습니다. 따라서 대역폭은 하부 측파대 f1에서 상부 측파대 f2까지 확장됩니다(그림 14.5 참조).
예를 들어 변조 고조파 신호의 주파수가 1kHz인 경우 PFS = NFS = 1kHz이고 대역폭은 다음과 같습니다.
NBP + VBP = 2 1kHz = 2kHz.

즉, 이 경우 진폭 변조된 반송파가 차지하는 대역폭은 변조 신호 주파수의 2배입니다.
양도의 경우 복잡한 신호 AM 통신 시스템이 점유하는 대역폭은 기저대역 스펙트럼에서 가장 높은 주파수의 두 배와 같으므로 모든 측면 주파수를 포함합니다.

단방향 및 양방향 전송

한 측파대에는 다른 측파대만큼 많은 정보가 포함되어 있으므로 한 측파대만 사용하여 전송을 수행할 수 있으며 정보 손실이 없습니다. 단측파대 전송(SSB - 통신 용어)에서 측파대 중 하나(하위 또는 상위)는 억제되고 나머지 하나의 측파대만 전송됩니다. 이중 측파대(DSB) 전송에서는 양쪽 측파대가 모두 전송됩니다.
단측파대 전송은 양방향 전송에 사용되는 주파수 대역의 절반만 차지하므로 전화 및 무선 통신에 사용됩니다. 단측파대 전송으로 2배 정보 채널양방향 전송보다. 단순성 때문에 양방향 전송은 모든 AM 방송 시스템에서 사용됩니다. 따라서 AM을 사용하는 통신을 언급할 때 달리 명시되지 않는 한 일반적으로 양방향 전송이라고 합니다.

실시예 2

반송파는 주파수가 100Hz인 미앤더 형태의 주기적인 신호에 의해 진폭이 변조됩니다. 5차 이상의 고조파를 무시하고 a) DSB(Dual Sideband) 전송 및 b) SSB(Single Sideband) 전송에 필요한 대역폭을 설정합니다.

해결책

주파수가 100Hz인 구형파 신호에는 다음 고조파가 포함됩니다.

기본 고조파 = 100Hz,
3차 고조파 = 3 100 = 300Hz,
5차 고조파 = 5 100 = 500Hz.

고차 고조파는 무시됩니다. 따라서 변조 신호의 잘린 스펙트럼에서 최대 주파수 fmax = 500Hz.
DSB 전송을 위한 대역폭 = 2 fmax = 2500 = 1000Hz.
SSB 전송을 위한 대역폭 = DSB/2 = 1000/2 = 500Hz.

이 비디오는 진폭 변조에 대해 설명합니다.

진폭 변조에는 많은 단점이 있습니다. 나쁜 에너지, 무선 간섭에 대한 민감성, AM 신호 수신에는 거의 항상 히스가 수반됩니다. 따라서 대부분의 무선 통신 시스템에서 AM은 오랫동안 단측파대 및 주파수 변조로 대체되었습니다. 그러나 AM은 디지털화에 실패했음에도 불구하고 KSDV 해외 방송에서 여전히 사용되고 있다는 점에서 두 가지 장점이 있다. 첫째, AM 신호를 수신하기 위해서는 매우 간단하고 저렴한 수신기가 필요하다. 무선 통신 시스템에서 무선 수신기의 수는 일반적으로 무선 송신기의 수와 동일하며, 예를 들어 단일 대역 수신기를 구축하는 데 사용 가능한 단일 대역 송신기의 배경에 대한 복잡성 동일한 라디오 방송국 디자인은 역할을 하지 않습니다. 대조적으로, 송신기보다 수신기가 수백만 배 더 많은 방송에서는 수신기의 단순성(및 가격)이 전적으로 업계의 경제성과 전송의 청취 가능성을 결정합니다. 둘째, AM 신호의 레벨이 노이즈 수준으로 떨어지면 사람의 말의 명료성과 자연스러움이 보존될 뿐만 아니라 음악 작품의 인식도 유지됩니다. 이 두 가지 장점은 동일한 주파수 범위의 다른 변조 시스템이 아직 능가하지 못했습니다. 그래서 AM은 라디오에서 오랫동안 살아있을 것입니다. 그러나 강력한 송신기의 출력 단계에 있는 라디오 튜브와 마찬가지로! 아아, 트랜지스터는 거기에서 매우 불편함을 느낍니다.

AM의 효과적인 형성은 스크린 그리드의 공급 전압과 램프의 양극을 변경하여 무선 송신기의 출력 단계에서 수행됩니다. 동시에 출력단을 포함한 캐리어 형성 경로는 비선형(클래스 B 및 C 모드) 또는 디지털(클래스 D, E, F 모드)일 수 있습니다. 이 송신기 구조로 인해 제조가 용이합니다. 디지털 회로 100% 반복성을 가지며 조정이 필요하지 않습니다(E 제외). 예를 들어, 사전 출력 단계를 포함하여 중파 방송용으로 설계된 저전력 AM 송신기의 디지털 경로는 이미 우리 잡지에 게시되었습니다. 여자기에서 생성된 AM 신호의 선형 증폭은 낮은 레벨(단측파대 변조에서 일반적임)으로 조정하기 어려운 선형 경로가 필요하고 출력 전력이 4배 감소하며 효율이 20% 미만입니다. . 100와트 SSB 트랜시버에 정직한(라인 경로 증폭이 아닌) AM이 있는 경우 반송파 모드의 신호 전력은 100와트이고 변조 피크에서는 400와트입니다. 따라서 기껏해야 25와트의 평균 전력에 만족하고 동시에 트랜시버는 SSB 모드의 최대 전력과 동일한 양의 전원을 전원에서 소비합니다.

실제로, 양극 전류의 첫 번째 고조파 RF 성분의 변화와 결과적으로 양단의 전압 진동 회로, 유 a1 = 나 a1 . R k 는 출력 튜브의 차폐 그리드에 대한 전압 변조에 따라 시간에 따라 변화하여 생성됩니다. 램프의 양극이 출력 전압의 낮은 진폭에서 과열되지 않도록 (효율을 높이기 위해) 변조와 함께 양극 공급 전압도 변경되어 양극 전류의 모든 값에서 회로의 RF 전압의 110 - 120%가 됩니다. 이것이 양극 스크린 변조의 원리인 AEM입니다(그림 1).

한 가지 더 중요한 AEM 규칙이 있습니다. 변조 신호의 모든 값에 대해 램프의 스크리닝 그리드 전압은 양극 전압보다 낮아야 하며 변조가 없을 때와 동일한 비율을 유지해야 합니다. 이 규칙은 회로에서 준수되어야 트랜스미터 작동 중에 이를 위반하는 것이 불가능합니다. 그렇지 않으면 출력 스테이지 램프가 스크린 그리드에서 실패합니다. 그리드는 그냥 녹을 것입니다.

적어도 두 가지 방법으로 가변 변조 전압과 일정한 공급 전압의 합산을 구현하는 것이 가능합니다. 가장 간단한 첫 번째는 그림 2와 같이 두 개의 전압 소스를 직렬로 연결하는 것입니다. 일정한 전원 E a 또는 E g2와 교류 변조 신호 U a m 또는 U g2 m입니다. 두 개의 심각한 "BUT"을 제외하고는 괜찮습니다. 첫째, 양극 전류의 일정한 성분이 변조 전압원을 통해 흐릅니다. 즉, 출력 변조 변압기는 바이어스로 작동해야 하며(코어 단면적이 거의 2배이고 비자기 갭이 있어야 함) 바이어스 전류를 보상하기 위해 변조기의 출력 단계는 단일-단일이어야 합니다. 종료되고 클래스 A 모드에서 작동합니다(여전히 난로입니다!). 우리가 와트 단위의 전력에 대해 이야기하고 있다면 이것은 기술적으로 상당히 실현 가능합니다. 송신기가 수십 및 수백 와트의 전력을 가져야 하는 경우 변조 변압기의 크기와 비용이 크게 증가합니다. 두 번째 "NO": 변조 변압기가 높은 전위 양극 전압에 있습니다. 따라서 권선 사이에 고전압 절연을 배치해야하므로 변압기 설계가 심각하게 복잡해지고 고장 위험이 높아집니다. 결과적으로 이러한 변압기는 설계된 각 송신기에 대해 개별적으로 계산되고 제조되어야 하며 기술 및 경제적 이유로 통합될 수 없습니다. 즉, 계획의 명백한 단순성이 심각한 기술적 어려움으로 바뀝니다.

그러나 Kirchhoff의 두 번째 법칙과 각 소스의 회로에서 두 개의 리액턴스를 사용하여 공통 부하에 전압을 추가하면 병렬 합산 회로를 그릴 수 있습니다(그림 3). 계획은 더 복잡해졌습니다. 2개의 추가 LC 체인이 있습니다. 그러나 변조 변압기는 이미 전위가 0이고 바이어스가 없습니다!!! 즉, 표준 출력이나 전원 변압기를 품질로 사용할 수 있으며 직접 설계하고 감는 것이 아닙니다. 인덕턴스의 불가피한 바이어스는 트랜스포머에서 저주파수 초크로 이동했으며, 이는 표준도 존재하며 독립적으로 감을 필요도 없습니다. 높은 전위차가 절연 커패시터에 발생했으며 이는 일반적입니다. 이와 같이. 조금만 생각하면 회로가 약간 복잡해지면 구현을 단순화하고 안정성을 높일 수 있습니다!

회로 요소 계산.계산을 위한 초기 데이터: 변조 주파수 대역, 양극 Ua의 공급 전압, 스크린 그리드 Ug2 및 송신기 Ia 및 Ig2의 출력단 소비 전류. 즉시 계산하자 구체적인 예. F min = 50Hz, F max = 8000Hz(방송 AM, 방출 등급 16K0A3EGN)라고 하면 양극 공급 전압은 400볼트, 스크린 그리드 전압은 175볼트가 됩니다. 양극 회로의 전류 소비는 300mA이고 스크린 그리드 회로는 30mA입니다. 한 쌍의 6P45S 램프는 상대적으로 밝은 모드에서 인식됩니다.

양극 회로.

등가 저항양극 회로의 변조기 부하:

1. Ra = Ua/Ia; 또는 숫자: Ra = 400 / 300 = 1.333kΩ.

더 낮은 변조 주파수 Fmin에서는 3dB의 주파수 응답 차단이 허용됩니다. 따라서 양극 변조 초크 X LDr1의 유도 저항은 Ra 이상이어야 합니다. 그 이유는 다음과 같습니다.

2. L Dr1 \u003d Ra / (2 π Fmin) \u003d 1333 / (2 * 3.14 * 50) \u003d 4.24 G. 여백을 가져 가자 L Dr1 \u003d 5 G.

최대 작동 변조 계수 m을 설정합시다. m = 100%에서 과변조 및 왜곡의 가능성이 높으므로 최대 작동 변조 깊이(소위 "사인 모드" - 톤별 튜닝)가 90%라고 가정합니다. 그 다음에:

3. Ua m \u003d Ua * m \u003d 400 * 0.9 \u003d 360볼트.

그러나 최소 파고율(변조 전압의 비율 큰 소리평균 수준까지) 스피치 및 음악의 경우 3보다 작지 않습니다(교향 음악 콘서트의 경우 피크 팩터는 7에 도달할 수 있음). 평균 변조 깊이는 다음과 같습니다.

4. m cf \u003d m / q \u003d 0.9 / 3 \u003d 0.3 또는 30%

따라서 양극 회로의 평균 변조 전압은 다음과 같습니다.

5. Ua m cf \u003d Ua * m cf \u003d 400 * 0.3 \u003d 120볼트.

작동 모드에서 초크 Dr1을 통해 두 개의 전류가 흐릅니다. 즉, 일정한 300mA와 교류이며 평균 변조 전압과 낮은 변조 주파수에서 초크의 리액턴스에 의해 결정됩니다. 최대 전류 값에서 인덕터가 자화되지 않는 것이 중요합니다. 따라서 m = 0.9에서 피크 변조 전압을 고려합니다.

6. 전류 진폭 I Dr1 ~ = Uam / (2 π Fmin L Dr1) = 360 / (2 * 3.14 * 50 * 5) = 0.229A

평활 필터 회로와 달리 인덕터 전류의 최대값 선택은 열 효과가 아니라 최대 전류 진폭에 따라 선택해야 인덕터가 변조 피크에서 자화되지 않습니다. 신호. 더 낮은 작동 주파수에서 3dB 롤오프를 고려하여 양극 초크를 설계해야 하는 현재 값은 다음과 같습니다.

7. I Dr1 = Ia + I Dr1 ~ * m * 0.707 = 300 + 229 * 0.9 * 0.707 = 446mA.

"D"시리즈의 표준 저주파 초크 표에 따라 D48-2.5-0.4를 선택합니다. 매개변수는 400mA의 작동 전류에서 인덕턴스 2.5 헨리, 활성 저항 54Ω, 최대 작동 전류에서 권선의 주전원 주파수의 최대 교류 전압은 11볼트(진폭 - 15.6V)입니다. 따라서 D48 인덕터의 피크 전류 값은 0.4 + 15.6 / (2 * 3.14 * 50 * 2.5) = 420mA가 됩니다. 최대값(26mA 또는 6.2%)을 초과하는 전류 진폭을 초과합니다. 즉, 변조의 피크에서 코어의 유도는 1.6 Tesla가 아니라 6.2%, 즉 1.7 Tesla가 됩니다. 1.6 - 1.7 Tesla의 테이프 자기 회로에 대한 자화 그래프 영역은 코어가 아직 포화되지 않았지만 이미 상당한 비선형성을 특징으로 합니다. 그러나 더 낮은 변조 주파수가 50Hz가 아니라 6.2% 더 높은 경우, 즉 53Hz(라디오 수신기에서 음악을 들을 때 실제로 눈에 띄지 않음)이면 비선형 영역에 진입하지 않습니다. 그러나 변조 신호의 입력 필터에서 변조기에 적용하기 전에 더 낮은 작동 주파수에서 6.2%만큼 주파수 응답을 추가로 차단해야 합니다. 그러나 D47-1.2-0.56과 같이 의도적으로 큰 작동 전류를 가진 초크를 선택하고 4개를 직렬로 연결할 수 있습니다. 그럼에도 불구하고 D48-2.5-0.4에 대한 선택을 남겨두고 5G의 인덕턴스를 얻으려면 두 개의 초크를 직렬로 켭니다. 복합 인덕터(직렬로 연결된 두 개의 D48)의 활성 저항에 걸친 양극 공급 전압 강하는 다음과 같습니다.

8. U Dr1 \u003d Ia * 2 * R Dr1 \u003d 0.3 * 2 * 54 \u003d 32.4V.

따라서 인덕터의 손실을 고려하여 정류기 출력에서 ​​필요한 애노드 전압은 다음과 같습니다.

9. Ea \u003d Ua + U Dr1 \u003d 400 + 32.4 \u003d 433V.

분리 커패시터 Cp1은 송신기 양극 회로 Ra의 능동 저항과 변조 초크 X LDr1의 유도 저항을 병렬 연결하기 위해 작동합니다. 모듈은 다음과 같습니다.

10. Za = √1/(1/R 2 a +1/X 2 LDr1) = √1/(1/1333 2 +(2*3.14*50*5) 2) = √1/(1/1333 2 +1 /1571 2) = 1016Ω.

더 낮은 주파수 Fmin에서 리액턴스 X Cp1은 Za의 1/5 이하이어야 합니다. 이런 식으로:

11. Cp 1 \u003d 5 / (2 π Fmin Za) \u003d 5 / (2 * 3.14 * 50 * 1016) \u003d 15.7 uF.

600V에서 20마이크로패럿의 표준 정격과 커패시터 MBGO-2 유형을 적용합니다.
애노드 초크에 근접하게 설치된 차단 캐패시터 Sat 1은 애노드 정류기 필터의 출력 캐패시터와 병렬로 연결된다. 따라서 용량성 리액턴스가 Za보다 20~50배 작아야 하지만 변조기에서는 이를 최소 용량(예: Cp 1)으로 설정할 수 있으며 정류기 필터 Ea의 출력 커패시터는 나머지 커패시턴스를 인수하십시오. 가장 중요한 것은 총 용량이 다음보다 작아서는 안된다는 것입니다.

12. 토 총계 \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Za) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3.14 * 50 * 1016) \u003d (63 ... 157) μF.

즉, 20uF 커패시터를 Sat 1로 설치하고 예를 들어 총 75uF의 커패시턴스와 직렬로 연결된 2개의 150uF 전해 커패시터를 정류기의 출력에 설치하면 모든 것이 잘 작동합니다. . 글쎄, 또는 K75-40b와 같은 더 현대적인 유형에서 600볼트당 50 또는 100마이크로패럿을 찾을 수 있습니다.
복합 변조 초크의 활성 저항 손실을 고려하여 m = 90%에서 변조기가 송신기의 양극 회로에 제공하는 전력:

13. Pm a \u003d U 2 a m / (2 * Ra) + (I Dr1 ~ / q) 2 * 2 * R Dr1 \u003d 360 2 / (2 * 1333) + (0.054 /) 2 * 2 * 54 \u003d 48.6 + 3.5 = 52.1와트.

m = 1일 때 이 전력은 64W이고 m = 0.3일 때 5.7W만 필요합니다.

스크린 그리드 회로.

변조 선형성을 위해 휴지 모드에서와 같이 낮은 피크(최소 전압 Ua min 및 Ug 2min에서)에서 동일한 전압 비율을 유지해야 합니다. 그건,

14. Ua / Ug 2 \u003d Ua min / Ug 2min \u003d 400 / 175 \u003d 2.29

m = 0.9에서 양극의 최소 전압

15. Ua min \u003d Ua-Ua m \u003d 400-360 \u003d 40볼트.

따라서 90% 변조에서 스크린 그리드의 최소 전압은 다음과 같아야 합니다.

16. Ug 2min \u003d Ua min / 2.29 \u003d 40 / 2.29 \u003d 17.5V

이런 식으로,

17. Ug 2m \u003d Ug 2 - Ug 2min \u003d 175 - 17.5 \u003d 157.5V이고 유효 값은 111.4V입니다.

스크린 그리드 회로에서 변조 변압기의 부하는 양극 회로에 비해 무시할 수 있기 때문에(전력은 10배 적음), 계산은 양극 변조 회로와 다릅니다. 변조 변압기의 총 부하를 기준으로 스크린 그리드 회로의 매개변수를 선택합니다. 양극 회로에서 다시 계산된 스크린 그리드 회로에서 변조기의 등가 부하 저항은 다음과 같습니다.

18. Rg 2e \u003d Ra / (Ua / Ug 2) 2 \u003d 1333 / 2.29 2 \u003d 254 Ω;

이 저항은 스크린 그리드 회로와 병렬로 연결되어 회로의 주파수 응답에 영향을 미치지 않아야 하는 인덕터의 요구되는 유도 저항을 결정합니다. 즉, 원래 것보다 5배 이상 커야 합니다.

19. L Dr2 \u003d 5 Rg 2e / (2 π Fmin) \u003d 5 * 254 / (2 * 3.14 * 50) \u003d 4.04 G. 표준 값은 5G입니다.

낮은 변조 주파수에서 인덕터의 유도 리액턴스는 다음과 같습니다.

20. X LDr2 = 2 π F min L DR2 = 2 * 3.14 * 50 * 5 = 1571Ω.

스크린 그리드 회로 저항

21. Rg 2 \u003d Ug 2 / Ig 2 \u003d 175 / 30 \u003d 5.833kΩ.

Rg 2 >> Rg 2e, (5833 >> 254) 및 변조 변압기가 스크린 그리드 회로를 따라 거의 유휴 상태에서 작동한다는 것을 분명히 알 수 있습니다. 저항 Rg 2는 스크린 그리드 변조기에서 소비되는 전력을 결정합니다.

22. Pm g2 \u003d U 2 g 2 m / (2 * Rg 2) \u003d 157.5 2 / (2 * 5833) \u003d 2.1 W.

비슷하게,

23. m = 1의 경우; Pm g2 = 2.65W, m = 0.3의 경우; 오후 g2 = 0.24W.

스크린 그리드의 전류를 제한하려면(부하 불일치 시 램프를 보호하기 위해) 변조 회로의 공진 현상을 방지할 뿐만 아니라 X LDr2와 같은 값으로 인덕터에 직렬 저항을 연결해야 합니다. 이상. R \u003d X LDr2에서 결과 RL 회로의 임피던스 모듈은 다음과 같습니다.

24. Zg 2 \u003d X LDr2 * √ 2 \u003d 2222 Ω

따라서 RL 회로의 교류 변조 전류의 진폭은 다음과 같습니다.

25. I Dr2 ~ = (Ug 2m m) / Zg 2 = (157.5 * 0.9) / 2222 = 0.064A

그리고 인덕터를 통한 피크 전류는

26. I Dr2 = Ig 2 + I Dr2 ~ = 30 + 64 = 94mA.

우리는 표준 스로틀 D22-5-0.1을 선택합니다. 그 매개변수는 100mA의 작동 전류에서 인덕턴스 5 헨리, 권선이 직렬로 연결된 경우 활성 저항 326Ω입니다.

27. D22-5-0.1에는 이미 326Ω의 고유한 활성 권선 저항이 있으므로 R = X LDr2 - R Dr2 = 1571 - 326 = 1245Ω을 추가해야 합니다.

표준 더 높은 정격은 1.3kΩ입니다.
절연 커패시터 Cp2는 인덕터 회로 Zg 2 = 2.222kΩ(위상 = 45°)의 복소 저항과 스크린 그리드 Rg 2 = 5.833kΩ의 능동 저항의 병렬 연결을 위해 작동하며, 총 저항 계수는 다음과 같습니다. 단계를 고려하면 다음과 같습니다.

28. Zg 2Rg2 = √1/[(1/Rg 2 + cos / Zg 2) 2 + (sin / Zg2) 2 ] = √1/[(1 / 5.833 + 0.707 / 2.222) 2 + (0.707 / 2.222) 2 ] = √1/(0.24 + 0.1) = 1.715kΩ

더 낮은 주파수 Fmin에서 리액턴스 X Cp2는 Zg 2Rg2의 1/5 이하이어야 합니다. 이런 식으로:

29. Cp 2 \u003d 5 / (2 π Fmin Zg 2Rg2) \u003d 5 / (2 * 3.14 * 50 * 1715) \u003d 9.3μF.

300V에서 10마이크로패럿의 표준 정격과 커패시터 MBGO-2 유형을 적용합니다.
저항 R에 가깝게 설치된 차단 커패시터 Sb2는 스크린 정류기 필터의 출력 커패시터와 병렬로 연결됩니다. 따라서 용량성 리액턴스가 Zg2보다 20~50배 작아야 하지만 변조기에서는 예를 들어 Cp 2와 같은 최소 커패시턴스로 설정할 수 있으며 정류기 필터 Eg 2의 출력 커패시터 나머지 커패시턴스를 인수합니다. 가장 중요한 것은 총 용량이 다음보다 작아서는 안된다는 것입니다.

30. 토 합계 \u003d (20 ... 50) / (2 π Fmin Zg 2) \u003d (20 ... 50) / (2 * 3.14 * 50 * 2222) \u003d (29 ... 72) μF.

즉, Sat 2로 10uF 커패시터를 설치하고 예를 들어 정류기의 출력에 47uF 커패시터를 설치하면 모든 것이 가능한 한 잘 작동합니다. 음, 또는 전해질이 마음에 들지 않으면 300볼트 MBGO-2에 30마이크로패럿 커패시터를 넣을 수 있습니다. 특정 회로를 설계할 때 이러한 설계 비율은 기준을 위반해서는 안 되며, 사용하는 전원 변압기의 종류와 정류 회로에 따라 회로 구현이 다를 수 있습니다. 원하는 리플 계수를 제공하기 위해 평활화 필터를 계산할 때 커패시터의 커패시턴스가 계산된 것보다 클 수 있으므로 그에 따라 크게 설정해야 합니다. m = 0.9(및 50Hz의 낮은 변조 주파수)에서 회로의 활성 저항에 대한 변조기의 전력 손실은 다음과 같습니다.

31. R RDr2 \u003d I 2 Dr2 ~ * (R + R Dr2) \u003d 0.064 2 * (1300 + 326) / 2 \u003d 3.33 W.
32. m = 1에서 RDr2 = 4.1W 및 m = 0.3에서; Р RDr2 = 0.37W
33. 또한 m = 0.9에서 0.064 2 * 1300 = 2.66W; m = 1에서 3.29W; m = 0.3에서 0.3W

그들 중 50Hz의 변조 주파수에서 저항 R에 의해 소산됩니다. 변조 깊이 90% 및 사인 모드(q = 1)에서 변조기가 스크린 그리드 회로에 전달하는 전력:

34. Pm g2Rdr2 \u003d Pm g2 + P Rdr2 \u003d 2.1 + 3.33 \u003d 5.43 W.

변조 깊이가 90%이고 q = 1일 때 변조기의 총 전력은 다음과 같습니다.

35. 오후 \u003d 오후 a + 오후 g2Rdr2 \u003d 52.1 + 5.43 \u003d 57.5 W.

50Hz에서 100% 사인 변조의 경우 변조기 전력이 필요합니다.

36. 오후 \u003d 64 + 2.65 + 4.1 \u003d 70.8 W.

주파수가 증가함에 따라 저항 R의 전력 손실은 선형으로 감소합니다. 대화 및 음악 프로그램(q = 3)에서 송신기가 정상적으로 작동하는 동안 변조기에서 필요한 전력은 5.7 + 0.24 + 0.3 = 6.24와트입니다. 변조 변압기의 효율성을 고려하면 - 6.9W. 여기에서 변조 깊이에 대한 변조기 전력의 2차 의존성에 주의를 기울일 가치가 있습니다. 눈에 띄는 것은 실제 음악 및 대화 신호에서 정상 작동 중 평균 변조 전력의 10배 차이입니다(6.9W 및 부비동 모드 및 100% 변조는 70W 이상). 따라서 AM 송신기 변조기는 사인 모드에서 최대 연속 전력을 제공할 필요가 없습니다. 가장 중요한 것은 변조 신호의 피크에서 출력단의 양극 공급 전압과 동일한 출력 전압 진폭을 제공할 수 있다는 것입니다. AEM의 경우 최대 변조 전압을 전달할 수 있고 단기 전류 과부하에 견딜 수 있는 비교적 저전력(20~60W 영역)의 거의 모든 변조기가 적합합니다. 이 모드에서는 트랜지스터, 특히 변압기 출력이 있는 튜브 UMZCH가 매우 잘 작동할 수 있습니다. 트랜스포머가 없는 출력이 포함된 통합 UMZCH 회로는 다음과 같은 전압 피크를 제공하지 않습니다. 적은 힘, 그리고 그것들을 사용할 때 UMZCH 칩은 변조 변압기의 효율을 고려하여 변조기의 최대 전력, 즉 80W로 설계되어야 한다. 인덕터 R Dr2 및 추가 저항 R의 활성 저항에 대한 스크린 그리드의 직접 전압 공급 강하는 다음과 같습니다.

37. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0.03 * (1300 + 326) \u003d 49V.

그리고 정류기의 출력에서 ​​스크린 그리드 회로의 공급 전압은 다음과 같아야 합니다.

38. 예를 들어 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 49 \u003d 224볼트.

힘 직류, 저항 R에 의해 소산되는 것은 다음과 같습니다.

39. 나는 2 g2 * R \u003d 0.03 2 * 1300 \u003d 0.9 W.

변조기 전력의 일부가 여전히 손실된다는 점을 고려하면 m = 0.3일 때 저항 R의 총 전력 손실은 다음과 같습니다.

40. P R \u003d I 2 Dr2 ~ * R + I 2 g2 * R \u003d 0.3 + 0.9 \u003d 1.2 W.
41. 그러나 50Hz에서 90% 변조로 이 저항은 PR90 = 0.3 + 3.29 = 3.6W를 소모합니다.

병렬로 연결된 2W의 전력과 2.7kΩ의 공칭 값을 가진 두 개의 저항을 큰 마진으로 선택합니다. 유형 등급: MLT 또는 S2-23 - 2W - 2.7kΩ ± 5%. 1.35kΩ의 공칭 값이 계산된 1.3kΩ과 다른 것으로 판명되었으므로 화면 그리드 회로의 공급 전압을 다시 계산해야 합니다.

42. U RDr2 \u003d Ig 2 * (R + R Dr2) \u003d 0.03 * (1350 + 326) \u003d 50.3V.
43. 예를 들어 2 \u003d Ug 2 + U Rdr2 \u003d 175 + 50 \u003d 225볼트.

50Hz의 낮은 변조 주파수에서 피크가 100%에 도달하면 복합 저항에서 4.2W의 전력이 소모되지만 이 모드는 표준이 아니며 송신기 작동에서 실제로 달성할 수 없기 때문에 이러한 단기 버스트 1.2W를 초과하지 않는 평균 전력에서 각각 2와트의 저항 2개를 사용할 수 있습니다.

변조 변압기.변조 전압의 전체 범위에 걸쳐 전달 특성의 선형성을 유지해야 합니다. 공칭 모드(변조 계수 90%)에서는 양극 권선에서 전압 진폭이 360볼트이고 스크린 권선(탭 전 양극의 일부)에서 전압 진폭이 157.5볼트여야 합니다. 동시에 변압기는 최대 100% 변조 피크에서 10% 전압 과부하를 허용하는 것이 바람직합니다.

이러한 스트레스를 효과적인 스트레스로 다시 계산해 보겠습니다. 우리는 254.6V와 111.4V를 얻습니다.

우리 업계에서 생산하는 표준 변압기의 매개 변수를 조사하면 TAN 및 TN 시리즈의 전력 변압기에 대한 주 권선 전압의 계산된 값과 매우 정확하게 일치합니다. 이 변압기에 사용할 수 있는 두 개의 네트워크 권선은 정격이 127볼트이고 탭이 110볼트입니다.

두 권선을 직렬로 켜면 254V의 전압을 얻고 한 권선의 탭에서 110V를 얻습니다. 나는 경기가 매우 정확하다고 믿습니다! 그러나 VT 변압기에는 주 권선에 추가 탭이 있으므로 다른 유형의 라디오 튜브에 대해 양극 및 스크린 변조 전압의 비율을 정확하게 선택할 수 있습니다.

이제 힘으로. 90% 변조의 사인 모드가 표준이므로 변압기는 58.2와트의 전력 전송을 제공해야 합니다.

변조 변압기로 표준 전원 변압기 ТН46-127/220-50을 선택합니다. 변압기는 뒤집을 수 있으므로 "출력에서 입력으로" 사용합니다.

매개변수(그림 4):

장기간 정규화된 주전원 전압 편차는 공칭 값의 ± 10%일 수 있으므로 전력 변압기는 10% 과부하뿐만 아니라 공칭 전압보다 10% 높은 전압에서 정상 작동하도록 설계되었습니다. 그리고 그러한 변압기가 있는 변조기는 50Hz의 더 낮은 작동 주파수에서 100% 변조를 쉽게 제공합니다. 변조 변압기의 6볼트 권선을 직렬로 연결하면 변조 계수 m = 0.9, 변조기 전력 Pm = 58W 및 4개 권선의 공칭 전압 Um = 25.2볼트, 입력 저항을 얻습니다. 변조 신호 회로의 교류될거야:

1. Rm \u003d U 2m / Pm \u003d 25.2 2 / 58 \u003d 11Ω.

즉, 저항이 8, 12 또는 16Ω인 열에서 24-28V의 전압을 발생시킬 수 있는 30-80W의 전력을 가진 일반 가정용 UMZCH가 있는 경우 다음을 사용할 수 있습니다. AM 송신기의 변조기로 사용합니다.

2005년부터 2008년까지 내가 RADIO 잡지에 발표한 TAN 및 TN 변압기가 있는 푸시풀 튜브 UMZCH의 수많은 회로는 저전력 AM 방송 송신기를 위한 쾌적하고 튜브 같은 사운드를 가진 변조기의 예비 간행물에 불과합니다. 상위 변조 주파수 Fmax = 7.5 ... 8kHz에서 3dB 컷오프가 관찰되도록 주파수 응답 보정을 도입하고 9의 주파수에서 최소 40dB 억제 기능이 있는 노치 필터를 설치하기만 하면 됩니다. kHz는 국제 무선 규정에 따라 방출 등급 16K0A3EGN을 보장합니다. 그리고 "초보자용"섹션에 게시 된 6N23P 및 6P43P 용 튜브 UMZCH는 초보자 개인 라디오 방송사를위한 25 와트 방송 송신기 용 변조기이며 200 명의 학생에게 테스트되었으며 인도 주의적 대학의 신입생에게도 제조가 가능합니다. .

계산 예에서 전원 공급 장치는 300mA의 전류에서 433V의 양극 전압을 제공하고 30mA의 전류에서 200V의 스크린 공급 전압을 제공해야 합니다. 정류기의 평활화 필터에서 변조 방식과 동일한 초크를 사용합니다(D48-2.5-0.4 및 D22-5-0.1).

정류기 및 평활화 필터의 계산은 무선 아마추어 핸드북에 나와 있습니다.

우리는 표준 TA199-220-50을 전력 변압기로 사용합니다(그림 5).

기존 변압기는 전압이 80볼트와 20볼트인 6개의 권선을 가지고 있기 때문에 스크린 전압 Eg2에 대해 별도로 2개의 브리지 정류기를 사용하고 나머지 권선에서 정류된 전압을 더하여 양극 Ea의 공칭 값을 얻을 수 있습니다. , 따라서 정류기 및 평활 필터의 작동 전압을 낮추어 매우 편리합니다. 이 경우 공급 전압 Ea 및 Eg2의 비율은 변압기 권선을 켜면 자동으로 얻어지며 주전원 전압의 변동에 대해 유지됩니다. 따라서 이 회로는 전압 안정화가 필요하지 않습니다. 완전한 다이어그램을 그려 봅시다.

별도의 변압기에서 송신기 출력단의 램프에 백열 전압과 바이어스 전압을 인가하고 양극 및 스크린 전압을 인가하기 1~2분 전에 켜야 한다.