이미 언급했듯이 LC 필터를 사용하여 전압 펄스를 평활화해야 필터 차단 주파수가 f 0 = 2/ 전압 펄스의 반복률보다 현저히 낮습니다. 이 조건필터의 필요한 커패시턴스와 인덕턴스를 선택할 수 있습니다. 그러나 공식에서 벗어나 더 간단한 언어로 필터의 원리를 설명하려고 합니다.

전원 스위치가 열리는 순간 (트랜지스터 T 1이 열리고 트랜지스터 T 2가 닫힘) 입력 소스의 에너지가 인덕턴스를 통해 부하로 전달됩니다. 엘에너지가 저장되는 곳. 회로에 흐르는 전류는 순간적으로 변하지 않고 인덕턴스에서 발생하는 EMF가 전류의 변화를 막아주기 때문에 점진적으로 변화합니다. 동시에 부하와 병렬로 설치된 커패시터도 충전됩니다.

전원 스위치가 닫힌 후(트랜지스터 T 1이 닫히고 트랜지스터 T 2가 열린 경우) 입력 전압 라인의 전류는 인덕턴스로 흐르지 않지만 물리학 법칙에 따라 신흥 유도 EMF는 전류 방향을 유지합니다. 즉, 이 기간 동안 유도성 소자에서 부하로 전류가 공급됩니다. 회로가 닫히고 전류가 평활 커패시터와 부하로 흐르기 위해 트랜지스터 T 2가 열리고 경로 인덕턴스-커패시턴스 및 부하-트랜지스터 T 2-인덕턴스를 따라 폐쇄 회로 및 전류 흐름을 제공합니다.

이미 언급했듯이 이러한 평활화 필터를 사용하면 PWM 제어 펄스의 듀티 사이클에 비례하는 부하에서 전압을 얻을 수 있습니다. 그러나 이러한 평활화 방법으로 출력 전압일부 평균값(출력 전압)에 대한 공급 전압 리플이 있습니다. - 그림. 4. 출력에서 ​​전압 리플의 크기는 트랜지스터의 스위칭 주파수, 커패시턴스 및 인덕턴스 값에 따라 달라집니다.

쌀. 4. LC 필터로 평활화한 후의 전압 리플

출력 전압 안정화 및 PWM 컨트롤러 기능

이미 언급했듯이 출력 전압은 (주어진 부하, 주파수, 인덕턴스 및 커패시턴스에 대해) PWM 펄스의 듀티 사이클에 따라 달라집니다. 부하를 통과하는 전류가 동적으로 변하기 때문에 출력 전압을 안정화하는 문제가 발생합니다. 이것은 다음과 같은 방식으로 수행됩니다. 트랜지스터 스위칭 신호를 생성하는 PWM 컨트롤러는 루프에서 부하에 연결됩니다. 피드백부하에서 출력 전압을 지속적으로 모니터링합니다. PWM 컨트롤러 내부에서 부하에 있어야 하는 기준 공급 전압이 생성됩니다. PWM 컨트롤러는 지속적으로 출력 전압을 기준 전압과 비교하고 불일치가 발생하면 유, 이 오류 신호는 PWM 펄스의 듀티 사이클, 즉 펄스의 듀티 사이클의 변화를 변경(수정)하는 데 사용됩니다. 유. 따라서 출력 전압의 안정화가 실현됩니다.

당연히 질문이 생깁니다. PWM 컨트롤러는 필요한 공급 전압을 어떻게 알 수 있습니까? 예를 들어 프로세서에 대해 이야기하면 아시다시피 공급 전압 다른 모델프로세서가 다를 수 있습니다. 또한 동일한 프로세서라도 현재 부하에 따라 공급 전압이 동적으로 변경될 수 있습니다.

PWM 컨트롤러는 VID(Voltage Identifier) ​​신호를 통해 필요한 공칭 공급 전압을 학습합니다. 을 위한 현대 프로세서 인텔 코어 VR 11.1 전원 사양을 지원하는 i7 프로세서의 경우 VID 신호가 8비트이고 VR 10.0 사양과 호환되는 레거시 프로세서의 경우 VID 신호가 6비트입니다. 8비트 VID 신호(0과 1의 조합)를 사용하면 256가지 다른 레벨의 프로세서 전압을 설정할 수 있습니다.

단상 스위칭 공급 전압 조정기의 한계

우리가 고려하는 스위칭 전원 전압 조정기의 단상 회로는 실행이 간단하지만 많은 한계와 단점이 있습니다.

단상 스위칭 공급 전압 조정기의 한계에 대해 이야기하면 MOSFET, 인덕턴스(초크) 및 커패시턴스가 통과할 수 있는 최대 전류에 제한이 있다는 사실에 있습니다. 예를 들어, 마더보드 전압 조정기에 사용되는 대부분의 MOSFET 트랜지스터의 경우 전류 제한은 30A입니다. 동시에 약 1V의 공급 전압과 100W 이상의 전력 소비를 갖는 프로세서 자체는 100A 이상. 그러한 전류 강도에서 단상 공급 전압 조정기가 사용되면 해당 요소가 단순히 "타 버립니다".

단상 스위칭 공급 전압 조정기의 단점에 대해 이야기하면 출력 공급 전압에 리플이 있어 매우 바람직하지 않습니다.

스위칭 전압 레귤레이터의 전류 제한을 극복하고 출력 전압 리플을 최소화하기 위해 다상 스위칭 전압 레귤레이터가 사용됩니다.

다상 스위칭 전압 조정기

다상 스위칭 전압 조정기에서 각 위상은 MOSFET 스위칭 드라이버, 한 쌍의 MOSFET 자체 및 LC 평활화 필터로 구성됩니다. 이 경우 여러 전원 위상이 병렬로 연결된 하나의 다중 채널 PWM 컨트롤러가 사용됩니다(그림 5).

쌀. 5. 구조 계획다상 스위칭 공급 전압 조정기

N상 공급 전압 조정기를 사용하면 모든 위상에 전류를 분배할 수 있으므로 각 위상을 통해 흐르는 전류는 N부하 전류(특히 프로세서)보다 몇 배 작습니다. 예를 들어, 각 위상에서 전류 제한이 30A인 4상 프로세서 공급 전압 조정기를 사용하는 경우 프로세서를 통과하는 최대 전류는 120A가 되며 이는 대부분의 최신 프로세서에 충분합니다. 그러나 TDP가 130W인 프로세서를 사용하거나 프로세서를 오버클럭할 가능성이 예상되는 경우 4상이 아닌 6상 스위칭 프로세서 공급 전압 조정기를 사용하거나 초크, 커패시터 및 각 공급 단계에서 더 높은 전류를 위해 설계된 MOSFET.

다상 전압 조정기에서 출력 전압 리플을 줄이기 위해 모든 위상은 시간과 동기화하여 작동합니다. 에스 m 서로 상대적으로 이동합니다. T가 MOSFET의 스위칭 주기(PWM 신호 주기)이고 사용되는 경우 N각 단계에 대한 시간 이동은 다음과 같습니다. T/N(그림 6). PWM 컨트롤러는 시간 이동으로 각 위상의 PWM 신호를 동기화하는 역할을 합니다.

쌀. 6. 다상 전압 조정기에서 PWM 신호의 타이밍 이동

모든 단계가 시간과 함께 작동한다는 사실의 결과로 에스 m이 서로 상대적으로 이동하면 각 위상에 대한 출력 전압과 전류의 리플도 시간 축을 따라 서로 상대적으로 이동합니다. 부하를 통과하는 총 전류는 각 상의 전류의 합이 되며 결과적인 전류 리플은 각 상의 전류 리플보다 작습니다(그림 7).

쌀. 7. 위상별 전류
및 결과적인 부하 전류
3상 전압 조정기에서

따라서 다상 스위칭 전원 전압 조정기의 주요 장점은 첫째, 전류 제한을 극복하고 둘째, 평활 필터의 동일한 커패시턴스와 인덕턴스를 사용하여 출력 전압 리플을 줄일 수 있다는 것입니다.

이산 다상 전압 조정기 및 DrMOS 기술

이미 언급했듯이 각 전력 위상은 제어 드라이버, 두 개의 MOSFET, 초크 및 커패시터로 구성됩니다. 동시에 하나의 PWM 컨트롤러가 여러 전력 위상을 동시에 제어합니다. 구조적으로 마더보드에서 모든 위상 구성 요소는 개별적일 수 있습니다. 즉, 별도의 드라이버 칩, 2개의 개별 MOSFET 트랜지스터, 별도의 인덕터 및 커패시턴스가 있습니다. 이 개별 접근 방식은 대부분의 마더보드 제조업체(ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock 등)에서 사용합니다. 그러나 별도의 드라이버 칩과 두 개의 MOSFET 트랜지스터를 사용하는 대신 파워 트랜지스터와 드라이버를 모두 결합한 하나의 칩을 사용하는 경우 약간 다른 접근 방식이 있습니다. 이 기술이 개발된 인텔에서드라이버 + MOSFET을 의미하는 DrMOS로 명명되었습니다. 당연히 이 경우에도 별도의 초크와 커패시터가 사용되며 다채널 PWM 컨트롤러를 사용하여 모든 위상을 제어합니다.

현재 DrMOS 기술은 MSI 마더보드에서만 사용됩니다. 전원 위상을 구성하는 기존의 개별 방식과 비교하여 DrMOS 기술의 장점에 대해 이야기하는 것은 다소 어렵습니다. 여기에서는 오히려 모든 것이 특정 DrMOS 칩과 그 특성에 달려 있습니다. 예를 들어 Intel Core i7 제품군 프로세서용 새로운 MSI 보드에 대해 이야기하면 Renesas R2J20602 DrMOS 칩을 사용합니다(그림 8). 예를 들어, MSI 보드 Eclipse Plus는 Intersil ISL6336A 6채널 PWM 컨트롤러(그림 10) 및 Renesas R2J20602 DrMOS 칩을 기반으로 하는 6상 프로세서 전압 조정기(그림 9)를 사용합니다.

쌀. 8. DrMOS 칩 르네사스 R2J20602

쌀. 9. 6상 프로세서 전압 조정기
6채널 PWM 컨트롤러 Intersil ISL6336A 기반
MSI Eclipse Plus 보드의 DrMOS IC Renesas R2J20602

쌀. 10. 6채널 PWM 컨트롤러
인터실 ISL6336A

Renesas R2J20602 DrMOS IC는 최대 2MHz의 MOSFET 스위칭 주파수를 지원하며 매우 효율적입니다. 12V의 입력 전압, 1.3V의 출력, 1MHz의 스위칭 주파수에서 효율은 89%입니다. 전류 제한은 40A입니다. 6상 프로세서 전원 공급 장치를 사용하면 DrMOS 마이크로 회로에 대해 최소 2배의 예비 전류가 제공됩니다. 25A의 실제 전류 값에서 DrMOS 칩 자체의 전력 소비(열로 방출됨)는 4.4와트에 불과합니다. 또한 Renesas R2J20602 DrMOS 칩을 사용할 때 프로세서 전압 조정기에서 6개 이상의 위상을 사용할 필요가 없다는 것이 분명해집니다.

인텔의 모회사 인텔 보드 DX58S0 기반 인텔 칩셋 Intel Core i7 프로세서용 X58도 6상이지만 개별 프로세서 전압 조정기를 사용합니다. On Semiconductor의 6채널 PWM 컨트롤러 ADP4000은 전력 위상을 제어하는 ​​데 사용되며 ADP3121 미세 회로는 MOSFET 드라이버로 사용됩니다(그림 11). ADP4000 PWM 컨트롤러는 PMBus(Power Manager Bus) 인터페이스를 지원하며 실시간으로 위상 수를 전환할 수 있는 기능으로 1, 2, 3, 4, 5 및 6 위상에서 작동하도록 프로그래밍할 수 있습니다. 또한 PMBus 인터페이스를 사용하여 프로세서 전류의 현재 값, 전압 및 전력 소비를 읽을 수 있습니다. 인텔이 프로세서 상태 모니터링 유틸리티에서 ADP4000 칩의 이러한 기능을 구현하지 않은 것이 유감입니다.

쌀. 11. 6상 프로세서 전압 조정기
ADP4000 PWM 컨트롤러 및 ADP3121 MOSFET 드라이버 기반
Intel DX58S0 보드에서(두 개의 전원 위상이 표시됨)

또한 각 전력 위상은 전류 제한이 130A인 On Semiconductor NTMFS4834N MOSFET 전력 트랜지스터를 사용합니다. 이러한 전류 제한으로 전력 트랜지스터 자체가 전력 위상의 병목 현상이 아니라는 것을 쉽게 추측할 수 있습니다. 이 경우 공급 단계의 전류 제한으로 인해 초크가 발생합니다. 고려 중인 전압 조정기 회로에는 전류 제한이 40A인 PULSE PA2080.161NL 초크가 사용되지만 이러한 전류 제한에도 프로세서 전원 공급 장치의 6단계로 충분하고 마진이 크다는 것은 분명하다. 프로세서의 극단적인 오버클럭을 위해.

동적 위상 전환 기술

거의 모든 마더보드 제조업체는 현재 프로세서 전원 단계 수를 동적으로 전환하는 기술을 사용합니다(Intel 프로세서용 마더보드에 대해 이야기하고 있음). 실제로, 이 기술이것은 결코 새로운 것이 아니며 오래 전에 인텔에서 개발했습니다. 그러나 종종 발생하는 것처럼 이 기술은 시장에서 주장하지 않은 것으로 밝혀졌고 오랫동안보관중이었습니다. 그리고 컴퓨터의 전력 소비를 줄이는 아이디어가 개발자의 마음을 사로 잡았을 때만 프로세서 전력 단계의 동적 전환을 기억했습니다. 마더보드 제조업체는 이 기술을 자신의 것으로 전달하고 다양한 이름을 만들려고 합니다. 예를 들어, 기가바이트 AES(Advanced Energy Saver), ASRock - Intelligent Energy Saver(IES), ASUS - EPU, MSI - APS(Active Phase Switching)라고 합니다. 그러나 다양한 이름에도 불구하고 이러한 모든 기술은 정확히 동일한 방식으로 구현되며 물론 독점 기술이 아닙니다. 또한 프로세서의 전원 위상을 전환하는 기능은 Intel VR 11.1 사양에 내장되어 있으며 VR 11.1 사양과 호환되는 모든 PWM 컨트롤러가 이를 지원합니다. 실제로 마더보드 제조업체는 여기에서 선택의 여지가 거의 없습니다. 이들은 Intersil의 PWM 컨트롤러(예: 6채널 PWM 컨트롤러 Intersil ISL6336A) 또는 On Semiconductor의 PWM 컨트롤러(예: 6채널 PWM 컨트롤러 ADP4000)입니다. 다른 회사의 컨트롤러는 덜 자주 사용됩니다. Intersil 및 On Semiconductor VR 11.1 호환 컨트롤러는 모두 동적 전력 위상 전환을 지원합니다. 유일한 질문은 마더보드 제조업체가 PWM 컨트롤러의 기능을 사용하는 방법입니다.

당연히 문제가 발생합니다. 전력 위상의 동적 전환 기술을 에너지 절약이라고하는 이유는 무엇이며 적용 효율성은 무엇입니까?

예를 들어, 6상 프로세서 전압 조정기가 있는 마더보드를 고려하십시오. 프로세서에 과부하가 걸리지 않아 소비 전류가 적다면 2개의 전원 위상으로 충분히 버틸 수 있으며 프로세서에 과부하가 걸리면 6개의 위상이 필요합니다. 최대값에 도달합니다. 실제로, 관련된 전력 위상의 수를 프로세서가 소비하는 전류에 대응하도록 할 수 있습니다. 즉, 전력 위상이 프로세서 부하에 따라 동적으로 전환되도록 할 수 있습니다. 그러나 모든 프로세서 전류에서 6개의 전원 위상을 모두 사용하는 것이 더 쉽지 않습니까? 이 질문에 답하려면 전압 조정기 자체가 변환하는 전기의 일부를 소비한다는 점을 고려해야 합니다. 이 전기는 열의 형태로 방출됩니다. 따라서 전압 변환기의 특성 중 하나는 효율성 또는 에너지 효율성입니다. 즉, 부하(프로세서)로 전달되는 전력과 레귤레이터가 소비하는 전력의 비율은 전력의 합입니다. 부하에 의해 소비되고 레귤레이터 자체에 의해 소비되는 전력. 전압 조정기의 에너지 효율은 프로세서 전류(부하)의 현재 값과 관련된 전력 위상 수에 따라 다릅니다(그림 12).

쌀. 12. 전압 조정기의 에너지 효율(효율) 의존성
전원 위상 수가 다른 프로세서 전류

일정한 수의 전력 위상을 갖는 프로세서 전류에 대한 전압 조정기의 에너지 효율 의존성은 다음과 같습니다. 처음에는 부하 전류(프로세서)가 증가하면 전압 조정기의 효율이 선형적으로 증가합니다. 또한, 최대 효율 값에 도달하고 부하 전류가 더 증가함에 따라 효율이 점차 감소합니다. 가장 중요한 것은 최대 효율 값에 도달하는 부하 전류의 값은 공급 단계의 수에 따라 다르므로 공급 단계의 동적 스위칭 기술을 사용하면 효율성 공급 전압 조정기는 항상 가능한 가장 높은 수준으로 유지될 수 있습니다.

다양한 전력 위상에 대한 프로세서 전류에 대한 전압 조정기의 에너지 효율성 의존성을 비교하면 다음과 같은 결론을 내릴 수 있습니다. 낮은 프로세서 전류(약간의 프로세서 부하 포함)에서는 더 적은 수의 전원 단계. 이 경우 전압 조정기 자체에서 더 적은 에너지가 소비되어 열로 방출됩니다. 높은 프로세서 전류에서 적은 수의 전원 위상을 사용하면 전압 조정기의 에너지 효율이 감소합니다. 따라서 이 경우 더 많은 수의 전원 위상을 사용하는 것이 가장 좋습니다.

이론적 관점에서 프로세서 전원 위상의 동적 전환 기술을 사용하면 첫째, 시스템의 전체 전력 소비를 줄이고 둘째, 공급 전압 조정기 자체의 열 손실을 줄여야 합니다. 또한 마더보드 제조업체에 따르면 이 기술은 시스템 전력 소비를 최대 30%까지 줄일 수 있습니다. 물론 30%는 천장에서 가져온 숫자입니다. 실제로 전력 위상의 동적 전환 기술은 시스템의 총 전력 소비를 3-5% 이하로 줄일 수 있습니다. 사실이 기술을 사용하면 전압 조정기 자체에서만 소비되는 전기를 절약 할 수 있습니다. 그러나 컴퓨터의 주요 전력 소비는 프로세서, 비디오 카드, 칩셋 및 메모리이며 이러한 구성 요소의 총 전력 소비를 배경으로 전압 조정기 자체의 전력 소비는 매우 작습니다. 따라서 전압 조정기의 전력 소비를 최적화하는 방법에 관계없이 상당한 절감을 달성하는 것은 불가능합니다.

제조업체의 마케팅 "칩"

마더보드 제조업체는 제품에 대한 구매자의 관심을 끌기 위해 많은 노력을 기울이고 경쟁 제품보다 우수하다는 것을 동기적으로 증명합니다! 이러한 마케팅 "칩" 중 하나는 프로세서 전압 조정기의 전력 위상 증가입니다. 이전의 6상 전압 조정기가 상단 마더보드에 사용되었다면 이제는 10, 12, 16, 18 및 24상까지 사용합니다. 정말 많은 전력 단계가 필요합니까, 아니면 마케팅 속임수에 불과합니까?

물론 다상 공급 전압 조정기에는 자체 부인할 수 없는 이점그러나 모든 것에는 합리적인 한계가 있습니다. 예를 들어, 이미 언급했듯이 많은 수의 전력 위상은 각 전력 위상에서 저전류 구성 요소(MOSFET, 초크 및 커패시턴스)를 사용할 수 있게 하며 물론 고전류 제한 구성 요소보다 저렴합니다. 그러나 이제 모든 마더보드 제조업체는 최소 40A의 전류 제한이 있는 솔리드 폴리머 커패시터와 페라이트 코어 초크를 사용합니다. MOSFET도 최소 40A의 전류 제한을 가지고 있습니다(최근에는 MOSFET에 대한 추세가 있음). 75A의 전류 제한). 이러한 전류 제한으로 파동의 각 위상에 6개의 전원 위상을 사용하는 것으로 충분하다는 것은 분명합니다. 이러한 전압 조정기는 이론적으로 200A 이상의 프로세서 전류를 제공할 수 있으므로 200와트 이상의 전력 소비를 제공할 수 있습니다. 극단적인 오버클럭 모드에서도 이러한 전류 및 전력 소비 값을 달성하는 것이 거의 불가능하다는 것은 분명합니다. 그렇다면 6상 전압 조정기가 모든 작동 모드에서 프로세서에 전원을 공급할 수 있다면 제조업체는 왜 12상 이상의 전압 조정기를 만들까요?

6상 및 12상 전압 조정기를 비교하면 이론적으로 동적 전력 위상 스위칭 기술을 사용할 때 12상 전압 조정기의 에너지 효율이 더 높아집니다. 그러나 에너지 효율성의 차이는 실제로 달성할 수 없는 높은 프로세서 전류에서만 관찰됩니다. 그러나 6상 및 12상 전압 조정기의 에너지 효율이 다른 높은 전류 값을 달성할 수 있다고 해도 이 차이는 무시할 수 있을 정도로 작습니다. 따라서 전력 소비가 130W인 모든 최신 프로세서의 경우 극단적인 오버클러킹 모드에서도 6상 전압 조정기로 웨이브에 충분합니다. 12상 전압 조정기를 사용하면 동적 위상 스위칭 기술을 사용해도 이점이 없습니다. 제조업체가 24상 전압 조정기를 만들기 시작한 이유는 누구나 짐작할 수 있습니다. 여기에는 상식이 없습니다. 분명히 기술적으로 문맹인 사용자에게 깊은 인상을 줄 것으로 기대합니다.

그런데 오늘날에는 전력 위상을 제어하는 ​​12채널 및 24채널 PWM 컨트롤러가 없다는 점에 유의하는 것이 좋습니다. 최대 금액 PWM 컨트롤러의 채널은 6개입니다. 따라서 6상 이상의 전압 조정기를 사용하는 경우 제조업체는 동기화되어 작동하는 여러 PWM 컨트롤러를 설치해야 합니다. 각 채널의 PWM 제어 신호에는 다른 채널의 PWM 신호에 비해 특정 지연이 있지만 이러한 신호 타이밍 오프셋은 동일한 컨트롤러 내에서 구현됩니다. 예를 들어 2개의 6채널 PWM 컨트롤러를 사용하여 12상 전압 조정기를 구성할 때 한 컨트롤러에서 제어하는 ​​공급 위상은 다른 컨트롤러에서 제어하는 ​​공급 위상과 쌍으로 결합됩니다. 즉, 제1 제어기의 제1 전원 위상은 제2 제어기의 제1 전원 위상과 동기적으로(시간 이동 없이) 작동합니다. 위상은 대부분 쌍으로 동적으로 전환됩니다. 일반적으로 이것은 "정직한" 12상 전압 조정기가 아니라 각 위상에 2개의 채널이 있는 6상 조정기의 하이브리드 버전입니다.

고유 한 특징:

• 가장 작은 듀얼 부스트 컨버터: 16핀 큐솝
• 능률 90%
• 1.5V 전원 공급 장치에서 시작
• 최대 총 전류 소비 85μA
• 오프 모드에서 소비 전류 1μA
• 별도의 셧다운 입력
• 2개의 N-채널 SMD MOSFET 구동
• 낮은 배터리 비교기 입력 및 출력
• 승압 또는 강압 변환기로 사용할 수 있습니다.

사용 영역:

• 2셀 및 3셀 전원 공급 장치가 있는 휴대용 장비
• 주최자
• 전자 번역기
• 휴대용, 휴대용 계측기
• 휴대용 컴퓨터
• 개인의 디지털 비서(PDA)
• 이중 전원 공급 장치(논리 및 LCD 전원)

일반적인 스위칭 회로:

핀 배열:

핀 설명:

설명:

MAX863은 하나의 소형 패키지에 2개의 독립 부스트 컨트롤러가 포함된 이중 출력 DC/DC 컨버터입니다. IC는 Bi-CMOS 기술을 사용하여 만들어지며 두 컨트롤러가 모두 실행될 때 85uA만 소비합니다. 최소 입력 공급 전압은 1.5V이며, 이를 통해 오거나이저, 번역기 및 기타 저전력 휴대용 장비에서 이 IC를 사용할 수 있습니다. MAX863은 효율성을 제공합니다. 20mA에서 1A로의 부하 전류에서 90% 변환. 이 소형 IC는 16핀으로 제공됩니다. 패키지 QSOP는 8핀과 동일한 치수를 차지합니다. SOIC 패키지.

IC는 낮은 시작 전류 서지와 낮은 전류 소비를 특징으로 하는 전류 제한 펄스 주파수 변조 아키텍처를 채택하여 고효율을 제공합니다. 광범위한 로딩에서의 변형. 각 컨트롤러는 모든 출력 전류 또는 전압에 적합한 크기의 저렴한 외부 N-채널 MOSFET을 구동합니다.

보다 강력한 시스템에서는 2개 또는 3개의 배터리를 전원으로 사용하여 2개의 MAX863을 사용하여 5V, 3.3V, 12V 및 28V를 생성할 수 있습니다. 설계 시간을 단축하기 위해 MAX863EVKIT 평가 키트를 사용할 수 있습니다. 단일 출력 컨트롤러가 필요한 경우 MAX608 및 MAX1771 문서를 참조하십시오.

이 강의를 통해 스위칭 레귤레이터, 디지털 레귤레이터 및 출력 전력 제어 장치에 대한 일련의 기사를 시작합니다.

제가 설정한 목표는 펠티에 소자에 냉장고용 컨트롤러를 개발하는 것입니다.

우리는 Arduino 보드를 기반으로 만 구현 된 내 개발의 아날로그를 할 것입니다.

• 이 개발은 많은 사람들에게 관심을 받았고 Arduino에서 구현해 달라는 요청과 함께 편지가 쏟아졌습니다.
• 개발은 디지털 컨트롤러의 하드웨어 및 소프트웨어를 연구하는 데 이상적입니다. 또한 이전 단원에서 학습한 많은 작업을 결합합니다.
  • 아날로그 신호 측정;
  • 버튼으로 작업하기;
  • 표시 시스템의 연결;
  • 온도 측정;
  • EEPROM으로 작업하십시오.
  • 컴퓨터와의 연결;
  • 병렬 프로세스;
  • 그리고 훨씬 더.

내 행동을 설명하면서 순차적으로, 단계적으로 개발을 개발할 것입니다. 결과는 어떻게 될까요? 모르겠습니다. 냉장고 컨트롤러의 본격적인 작업 프로젝트를 희망합니다.

완성된 프로젝트가 없습니다. 나는 현재 상태에 따라 수업을 작성할 것이므로 테스트 중에 어떤 단계에서 실수를 한 것으로 판명 될 수 있습니다. 수정하겠습니다. 이것은 개발을 디버깅하고 기성품 솔루션을 발행하는 것보다 낫습니다.

개발과 프로토타입의 차이점.

PIC 컨트롤러에 대한 프로토타입 개발과의 유일한 기능적 차이점은 공급 전압의 리플을 보상하는 고속 전압 조정기가 없다는 것입니다.

저것들. 이 옵션장치는 낮은 수준의 리플(5% 이하)로 안정화된 전원 공급 장치에 의해 전원이 공급되어야 합니다. 이러한 요구 사항은 모든 현대 임펄스 블록영양물 섭취.

그리고 불안정한 전원 공급 장치(변압기, 정류기, 용량성 필터)의 전원 공급 장치 옵션은 제외됩니다. Arduino 시스템의 속도는 빠른 전압 조정기를 허용하지 않습니다. 펠티에 소자의 전력 요구 사항에 대해 읽는 것이 좋습니다.

장치의 전체 구조 개발.

이 단계에서는 다음과 같은 일반적인 용어를 이해해야 합니다.

• 시스템이 어떤 요소로 구성되어 있는지;
• 그것을 실행할 컨트롤러;
• 충분한 결론이 있고 기능제어 장치.

컨트롤러를 "블랙박스" 또는 "쓰레기 구덩이"로 상상하고 필요한 모든 것을 연결합니다. 그런 다음 예를 들어 보드가 이러한 목적에 적합한지 확인합니다. 아두이노 우노 R3.

제 해석으로는 이렇습니다.

나는 직사각형을 그렸습니다. 컨트롤러와 시스템 요소를 연결하는 데 필요한 모든 신호.

나는 보드에 연결해야 한다고 결정했습니다.

• LCD 표시기(결과 및 모드 표시용);
• 3개의 버튼(제어용);
• 오류 표시 LED;
• 팬 제어 키(뜨거운 쪽 라디에이터 팬 켜기);
• 스위칭 안정기 키(펠티에 소자의 전력 조정용);
• 부하 전류를 측정하기 위한 아날로그 입력;
• 부하 전압 측정을 위한 아날로그 입력;
• 챔버의 온도 센서(정확한 1선식 센서 DS18B20);
• 라디에이터 온도 센서(아직 어떤 센서가 아니라 DS18B20도 결정);
• 컴퓨터 통신 신호.

총 18개의 신호가 있었습니다. ~에 아두이노 보드우노 R3 또는 아두이노 나노 20 결론. 아직 2가지 결론이 남아 있습니다. 다른 버튼이나 LED, 습도 센서 또는 냉방 팬을 연결하고 싶을 수도 있습니다. 2~3개의 아날로그 입력이 필요하고 보드에는 6개가 있습니다. 즉. 모든 것이 우리에게 적합합니다.

개발 중에 핀 번호를 즉시 할당할 수 있습니다. 바로 임명했습니다. 연결은 커넥터를 통해 발생하며 언제든지 변경할 수 있습니다. 핀 할당은 최종적인 것이 아님을 명심하십시오.

임펄스 안정제.

정확한 온도 안정화와 최적 모드에서 펠티에 소자의 작동을 위해서는 전원을 조절해야 합니다. 레귤레이터는 아날로그(선형) 및 펄스(키)입니다.

아날로그 레귤레이터는 조정 요소와 전원에 직렬로 연결된 부하입니다. 조절 요소의 저항을 변경하여 부하의 전압 또는 전류가 조정됩니다. 조절 요소로는 원칙적으로 바이폴라 트랜지스터가 사용됩니다.

제어 요소는 선형 모드에서 작동합니다. "추가" 권한이 할당됩니다. 고전류에서 이러한 유형의 안정기는 매우 뜨겁고 효율이 낮습니다. 일반적인 선형 전압 조정기는 7805 칩입니다.

이 옵션은 우리에게 적합하지 않습니다. 우리는 펄스(키) 안정기를 만들 것입니다.

스위칭 안정기는 다릅니다. 강압 스위칭 레귤레이터가 필요합니다. 이러한 장치의 부하 전압은 항상 공급 전압보다 낮습니다. 강압 스위칭 레귤레이터의 회로는 다음과 같습니다.

그리고 이것은 레귤레이터의 다이어그램입니다.

트랜지스터 VT는 키 모드, 즉 열림 또는 닫힘의 두 가지 상태만 가질 수 있습니다. 제어 장치, 우리의 경우 마이크로 컨트롤러는 특정 주파수와 듀티 사이클로 트랜지스터를 전환합니다.

• 트랜지스터가 열리면 전원 공급 장치, 트랜지스터 스위치 VT, 인덕터 L, 부하와 같은 회로를 통해 전류가 흐릅니다.
• 키가 열리면 인덕터에 저장된 에너지가 부하에 공급됩니다. 전류는 인덕터, VD 다이오드, 부하와 같은 회로를 통해 흐릅니다.

따라서 레귤레이터 출력의 정전압은 개방(topen)과 폐쇄 키(tclose)의 시간 비율에 따라 달라집니다. 제어 펄스의 듀티 사이클. 듀티 사이클을 변경함으로써 마이크로컨트롤러는 부하에서 전압을 변경할 수 있습니다. 커패시터 C는 출력 전압 리플을 부드럽게 합니다.

이 규제 방법의 주요 이점은 고효율입니다. 트랜지스터는 항상 켜져 있거나 꺼져 있습니다. 따라서 거의 전력이 소비되지 않습니다. 항상 트랜지스터 양단의 전압이 0에 가깝거나 전류가 0입니다.

이것은 고전적인 스위칭 벅 레귤레이터 회로입니다. 그 안에 주요 트랜지스터가 공통 배선에서 분리됩니다. 트랜지스터는 구동하기 어려우므로 공급 전압 레일에 특수 바이어스 회로가 필요합니다.

그래서 스키마를 변경했습니다. 그 안에는 부하가 공통 와이어에서 분리되어 있지만 키가 공통 와이어에 부착되어 있습니다. 이 솔루션을 사용하면 간단한 전류 드라이버 증폭기를 사용하여 마이크로컨트롤러 신호에서 트랜지스터 스위치를 제어할 수 있습니다.

• 키가 닫히면 전류는 전원 공급 장치, 인덕터 L, 키 VT(전류 경로는 빨간색으로 표시됨)와 같은 회로를 통해 부하에 들어갑니다.
• 키가 열리면 인덕터에 축적된 에너지가 회생 다이오드 VD를 통해 부하로 반환됩니다(전류 경로는 파란색으로 표시됨).

주요 레귤레이터의 실제 구현.

다음 기능을 사용하여 스위칭 레귤레이터 노드를 구현해야 합니다.

• 실제 키 컨트롤러(키, 초크, 재생 다이오드, 평활 커패시터);
• 부하 전압 측정 회로;
• 레귤레이터 전류 측정 회로;
• 하드웨어 과전류 보호.

나는 거의 변경 없이 레귤레이터 회로를 가져왔습니다.

Arduino 보드와 함께 작동하기 위한 스위칭 레귤레이터의 계획.

MOSFET 트랜지스터 IRF7313을 전원 스위치로 사용했습니다. Peltier 소자 컨트롤러의 전력 증가에 대한 기사에서 이러한 트랜지스터, 가능한 교체 및 이 회로의 주요 트랜지스터에 대한 요구 사항에 대해 자세히 썼습니다. 다음은 기술 문서에 대한 링크입니다.

트랜지스터 VT1 및 VT2에는 주요 MOSFET 트랜지스터 드라이버가 조립됩니다. 이것은 전압 측면에서 신호를 약 4.3V까지 감쇠시키는 전류 증폭기일 뿐입니다. 따라서 핵심 트랜지스터는 임계값이 낮아야 합니다. 드라이버 구현을 위한 다양한 옵션이 있습니다. MOSFET 트랜지스터. 통합 드라이버 사용 포함. 이 옵션은 가장 쉽고 저렴합니다.

부하에서 전압을 측정하기 위해 분배기 R1, R2가 사용됩니다. 이러한 저항 값과 1.1V의 기준 전압 소스를 사용하면 측정 범위는 0 ... 17.2V입니다. 회로를 사용하면 공통 와이어를 기준으로 두 번째 부하 단자의 전압을 측정할 수 있습니다. 전원의 전압을 알고 부하의 전압을 계산합니다.

Uload = Usupply - Umeasured.

측정 정확도는 전원 전압을 유지하는 안정성에 달려 있음이 분명합니다. 그러나 우리는 전압, 전류, 부하 전력을 측정하는 데 높은 정확도가 필요하지 않습니다. 온도만 정확하게 측정하고 유지하면 됩니다. 우리는 그것을 높은 정확도로 측정할 것입니다. 그리고 시스템에 Peltier 요소의 전력이 10W인 것으로 표시되지만 실제로는 10.5W가 되더라도 장치 작동에 어떤 영향도 미치지 않습니다. 이것은 다른 모든 에너지 매개변수에 적용됩니다.

전류는 저항-전류 센서 R8을 사용하여 측정됩니다. 구성 요소 R6 및 C2는 간단한 저역 통과 필터를 형성합니다.

가장 단순한 하드웨어 보호는 R7 및 VT3 요소에 조립됩니다. 회로의 전류가 12A를 초과하면 저항 R8의 전압은 트랜지스터 개방 임계값 0.6V에 도달합니다. 트랜지스터는 마이크로컨트롤러의 RES(리셋) 핀을 열고 닫습니다. 모든 것이 꺼져야 합니다. 불행히도 이러한 보호를 위한 임계값은 바이폴라 트랜지스터의 베이스 에미터 전압(0.6V)에 의해 결정됩니다. 이 때문에 보호 기능은 상당한 전류에서만 작동합니다. 아날로그 비교기를 사용할 수 있지만 이것은 회로를 복잡하게 만듭니다.

전류는 전류 센서 R8의 저항이 증가할수록 더 정확하게 측정됩니다. 그러나 이것은 그것에 대한 상당한 힘의 방출로 이어질 것입니다. 저항이 0.05옴이고 전류가 5A인 경우에도 저항 R8에서 5 * 5 * 0.05 = 1.25와트가 소실됩니다. 저항 R8의 전력은 2와트입니다.

이제 어떤 전류를 측정하고 있습니까? 전원 공급 장치에서 스위칭 레귤레이터의 전류 소비를 측정합니다. 이 매개변수를 측정하는 회로는 부하 전류를 측정하는 회로보다 훨씬 간단합니다. 우리의 부하는 공통 와이어에서 "풀려 있습니다". 시스템이 작동하려면 펠티에 소자의 전력을 측정해야 합니다. 전원 공급 장치 전압에 끌어온 전류를 곱하여 레귤레이터가 소비하는 전력을 계산합니다. 레귤레이터의 효율이 100%라고 가정하고 이것이 Peltier 요소의 전원이라고 결정합니다. 실제로 레귤레이터의 효율은 90-95%이지만 이 오류는 어떤 식으로든 시스템 작동에 영향을 미치지 않습니다.

구성 요소 L2, L3, C5는 간단한 RFI 필터입니다. 필요하지 않을 수도 있습니다.

키 스태빌라이저의 스로틀 계산.

스로틀에는 우리에게 중요한 두 가지 매개변수가 있습니다.

• 인덕턴스;
• 포화 전류.

인덕터에 필요한 인덕턴스는 PWM 주파수와 허용 가능한 인덕터 전류 리플에 의해 결정됩니다. 이 주제에 대한 많은 정보가 있습니다. 나는 가장 간단한 계산을 제공 할 것입니다.

우리는 인덕터에 전압을 가했고 그것을 통한 전류는 전류를 증가시키기 시작했습니다. 증가하지만 내가 켜진 순간 인덕터를 통해 일부 전류가 이미 흐르고 있었기 때문에 나타나지 않았습니다).

트랜지스터가 열려 있습니다. 전압은 스로틀에 연결됩니다.

Uchoke = Usupply - Uload.

인덕터를 통한 전류는 법칙에 따라 증가하기 시작했습니다.

Ichoke = Uchoke * 탑펜 / L

• 열림 - 펄스 지속 시간 공개 키;
• L - 인덕턴스.

저것들. 인덕터의 리플 전류 값 또는 개방 키 동안 전류가 얼마나 증가했는지는 다음 식에 의해 결정됩니다.

Ioff - 이온 = Uchoke * 탑펜 / L

부하 전압이 변경될 수 있습니다. 그리고 그것은 스로틀의 전압을 결정합니다. 이를 고려한 공식이 있습니다. 그러나 우리의 경우 다음 값을 사용합니다.

• 공급 전압 12V;
• 펠티에 소자의 최소 전압 5V;
• 스로틀 12-5 \u003d 7 V의 최대 전압을 의미합니다.

공개 키 열기 펄스의 지속 시간은 PWM 주기의 주파수에 의해 결정됩니다. 높을수록 인덕터에 필요한 인덕턴스가 줄어듭니다. 최대 주파수 PWM 보드 Arduino 62.5kHz. 다음 강의에서 이러한 주파수를 얻는 방법을 알려 드리겠습니다. 우리는 그것을 사용할 것입니다.

최악의 경우를 생각해 봅시다. PWM 스위치는 정확히 기간의 중간에 있습니다.

• 기간 지속 시간 1/62500Hz = 0.000016초 = 16μs;
• 공개 키 지속 시간 = 8 µs.

이러한 회로의 전류 리플은 일반적으로 평균 전류의 20%로 설정됩니다. 출력 전압 리플과 혼동하지 마십시오. 회로 출력에서 ​​커패시터에 의해 평활화됩니다.

5A의 전류를 허용하면 10% 또는 0.5A의 전류 리플이 발생합니다.

L = Uchoke * topen / Ipulsation = 7 * 8 / 0.5 = 112μH.

인덕터 포화 전류.

세상의 모든 것에는 한계가 있습니다. 그리고 스로틀도. 어떤 전류에서는 인덕턴스를 멈춥니다. 이것은 인덕터의 포화 전류입니다.

우리의 경우 최대 인덕터 전류는 평균 전류에 리플을 더한 값으로 정의됩니다. 5.5 A. 그러나 마진이 있는 포화 전류를 선택하는 것이 좋습니다. 이 버전의 회로에서 하드웨어 보호가 작동하려면 최소 12A여야 합니다.

포화 전류는 인덕터 자기 코어의 에어 갭에 의해 결정됩니다. Peltier 요소 컨트롤러에 대한 기사에서 스로틀 설계에 대해 이야기했습니다. 이 주제를 자세히 확장하기 시작하면 Arduino, 프로그래밍을 떠날 것이고 언제 돌아올지 모릅니다.

제 스로틀은 이렇게 생겼습니다.

당연히 인덕터 권선의 단면적은 충분해야 합니다. 계산은 간단합니다. 권선의 활성 저항으로 인한 열 손실을 결정합니다.

능동 권선 저항:

라 = ρ * l / S,

• Ra는 권선의 활성 저항입니다.
• Ρ – 재료의 저항, 구리 0.0175 Ohm mm2/m;
• l은 권선의 길이입니다.
• S는 권선의 단면입니다.

인덕터의 활성 저항에 대한 열 손실:

키 레귤레이터는 전원 공급 장치에서 적절한 전류를 끌어오며 이 전류가 Arduino 보드를 통과해서는 안 됩니다. 다이어그램은 전원 공급 장치의 전선이 차단 커패시터 C6 및 C7에 직접 연결되어 있음을 보여줍니다.

회로의 주요 펄스 전류는 회로 C6, 부하, L1, D2, R8을 통과합니다. 이 체인은 최소 길이의 링크로 닫아야 합니다.

Arduino 보드의 공통 와이어와 전원 버스는 차단 커패시터 C6에 연결됩니다.

Arduino 보드와 키 레귤레이터 모듈 사이의 신호 와이어는 최소 길이여야 합니다. 커패시터 C1 및 C2는 보드의 커넥터에 가장 잘 배치됩니다.

회로 기판을 조립했습니다. 필요한 부품만 납땜했습니다. 외모 조립된 회로나는 그렇게있다.

PWM을 50%로 설정하고 회로의 동작을 확인했습니다.

• 컴퓨터에서 전원이 공급되면 보드는 주어진 PWM을 형성합니다.
• ~에 자체 전원외부 전원 공급 장치에서 모든 것이 훌륭하게 작동했습니다. 스로틀에 전면이 좋은 펄스가 형성되었으며 출력에 일정한 전압이있었습니다.
• 컴퓨터와 외부 전원을 동시에 켜보니 아두이노 보드가 타버렸습니다.

내 어리석은 실수. 아무도 반복하지 않도록 말하겠습니다. 일반적으로 연결 실외기공급은 정확해야 하며 모든 연결에 링을 울립니다.

다음과 같은 일이 나에게 일어났습니다. 회로에 VD2 다이오드가 없었습니다. 이 고민 끝에 추가했습니다. Vin 핀을 통해 외부 소스에서 보드에 전원을 공급할 수 있다고 생각했습니다. 그는 자신이 2과에서 커넥터(RWRIN 신호)를 통해 외부 소스에서 보드에 전원을 공급할 수 있다고 썼습니다. 그러나 나는 그것이 다른 커넥터에서만 동일한 신호라고 생각했습니다.