Както вече беше отбелязано, изглаждането на импулсите на напрежение с помощта на LC филтър е необходимо, така че честотата на прекъсване на филтъра f 0 = 2/ беше значително по-нисък от честотата на повторение на импулсите на напрежение. Това състояниеви позволява да изберете необходимия капацитет и индуктивност на филтъра. Нека обаче се отклоним от формулите и се опитаме да обясним принципа на филтъра на по-прост език.

В момента, когато превключвателят на захранването е отворен (транзистор T 1 е отворен, транзистор T 2 е затворен), енергията от входния източник се прехвърля към товара през индуктивността Лв които се съхранява енергия. Токът, протичащ през веригата, не се променя мигновено, а постепенно, тъй като ЕМП, който възниква в индуктивността, предотвратява промяната на тока. В същото време кондензаторът, инсталиран успоредно на товара, също се зарежда.

След като превключвателят на захранването се затвори (транзисторът T 1 е затворен, транзисторът T 2 е отворен), токът от линията на входното напрежение не се влива в индуктивността, но според законите на физиката възникващата индукционна ЕМП поддържа посоката на тока. Тоест през този период токът се подава към товара от индуктивния елемент. За да се затвори веригата и токът да тече към изглаждащия кондензатор и към товара, транзисторът T 2 се отваря, осигурявайки затворена верига и протичане на ток по пътя индуктивност - капацитет и товар - транзистор T 2 - индуктивност.

Както вече беше отбелязано, използвайки такъв изглаждащ филтър, можете да получите напрежение при товара, което е пропорционално на работния цикъл на управляващите импулси на PWM. Ясно е обаче, че при този метод на изглаждане изходно напрежениеще има пулсации на захранващото напрежение спрямо някаква средна стойност (изходно напрежение) - фиг. 4. Големината на пулсациите на напрежението на изхода зависи от честотата на превключване на транзисторите, стойността на капацитета и индуктивността.

Ориз. 4. Пулсации на напрежението след изглаждане с LC филтър

Функции за стабилизиране на изходното напрежение и PWM контролер

Както вече беше отбелязано, изходното напрежение зависи (за даден товар, честота, индуктивност и капацитет) от работния цикъл на ШИМ импулсите. Тъй като токът през товара се променя динамично, възниква проблемът със стабилизирането на изходното напрежение. Това става по следния начин. PWM контролерът, който генерира сигнали за превключване на транзистора, е свързан към товара в контур обратна връзкаи непрекъснато следи изходното напрежение при товара. Вътре в PWM контролера се генерира референтно захранващо напрежение, което трябва да бъде върху товара. PWM контролерът постоянно сравнява изходното напрежение с референтното напрежение и ако възникне несъответствие U, тогава този сигнал за грешка се използва за промяна (коригиране) на работния цикъл на PWM импулсите, тоест промяната в работния цикъл на импулсите ~ U. Така се осъществява стабилизирането на изходното напрежение.

Естествено възниква въпросът: как PWM контролерът знае за необходимото захранващо напрежение? Например, ако говорим за процесори, тогава, както знаете, захранващото напрежение различни моделипроцесорът може да е различен. Освен това, дори за един и същ процесор, захранващото напрежение може динамично да се променя в зависимост от текущото му натоварване.

PWM контролерът научава за необходимото номинално захранващо напрежение чрез VID (Voltage Identifier) ​​сигнал. За модерни процесори Intel Core i7 процесори, които поддържат спецификацията на мощността VR 11.1, VID сигналът е 8-битов, а за наследените процесори, които са съвместими със спецификацията VR 10.0, VID сигналът е 6-битов. 8-битовият VID сигнал (комбинация от 0 и 1) ви позволява да зададете 256 различни нива на напрежение на процесора.

Ограничения на еднофазен импулсен стабилизатор на захранващо напрежение

Еднофазната схема на превключващия регулатор на захранващото напрежение, разглеждана от нас, е проста в изпълнение, но има редица ограничения и недостатъци.

Ако говорим за ограничението на еднофазен превключващ регулатор на захранващото напрежение, то се крие във факта, че MOSFET, индуктивности (дросели) и капацитет имат ограничение за максималния ток, който може да премине през тях. Например, за повечето MOSFET транзистори, които се използват в регулатори на напрежението на дънната платка, ограничението на тока е 30 A. В същото време самите процесори, със захранващо напрежение от около 1 V и консумация на енергия над 100 W, консумират повече от 100 A. Ясно е, че ако при такава сила на тока се използва еднофазен регулатор на захранващото напрежение, тогава неговите елементи просто ще „изгорят“.

Ако говорим за недостатъка на еднофазния превключващ регулатор на захранващото напрежение, то той се крие във факта, че изходното захранващо напрежение има вълни, което е крайно нежелателно.

За да се преодолеят текущите ограничения на импулсните регулатори на напрежението, както и да се минимизират пулсациите на изходното напрежение, се използват многофазни импулсни регулатори на напрежение.

Многофазни импулсни регулатори на напрежение

В многофазните превключващи регулатори на напрежение всяка фаза се формира от MOSFET превключващ драйвер, чифт самите MOSFET и LC изглаждащ филтър. В този случай се използва един многоканален PWM контролер, към който са свързани паралелно няколко захранващи фази (фиг. 5).

Ориз. 5. Структурна схемамногофазен импулсен регулатор на захранващото напрежение

Използването на N-фазен регулатор на захранващото напрежение ви позволява да разпределите тока във всички фази и следователно токът, протичащ през всяка фаза, ще бъде в нпъти по-малък от тока на натоварване (по-специално процесора). Например, ако използвате 4-фазен регулатор на захранващото напрежение на процесора с ограничение на тока от 30 A във всяка фаза, тогава максималният ток през процесора ще бъде 120 A, което е напълно достатъчно за повечето съвременни процесори. Въпреки това, ако се използват процесори с TDP от 130 W или се очаква възможност за овърклок на процесора, тогава е препоръчително да се използва не 4-фазен, а 6-фазен превключващ регулатор на захранващото напрежение на процесора или да се използват дросели, кондензатори и MOSFETs, проектирани за по-висок ток във всяка фаза на захранването.

За да се намали пулсацията на изходното напрежение в многофазните регулатори на напрежението, всички фази работят в синхрон с времето с m се изместват един спрямо друг. Ако T е периодът на превключване на MOSFET (период на PWM сигнала) и се използва нфази, тогава изместването на времето за всяка фаза ще бъде T/N(фиг. 6). PWM контролерът е отговорен за синхронизирането на PWM сигналите за всяка фаза с времево изместване.

Ориз. 6. Времеизмествания на ШИМ сигнали в многофазен регулатор на напрежение

В резултат на това, че всички фази работят с времето с m изместване една спрямо друга, пулсациите на изходното напрежение и ток за всяка фаза също ще бъдат изместени по времевата ос една спрямо друга. Общият ток, преминаващ през товара, ще бъде сумата от токовете във всяка фаза и получената пулсация на тока ще бъде по-малка от пулсацията на тока във всяка фаза (фиг. 7).

Ориз. 7. Ток на фаза
и резултантен ток на натоварване
в трифазен регулатор на напрежението

И така, основното предимство на многофазните превключващи регулатори на захранващото напрежение е, че те позволяват, първо, да се преодолее ограничението на тока, и второ, да се намали пулсацията на изходното напрежение със същия капацитет и индуктивност на изглаждащия филтър.

Дискретни многофазни регулатори на напрежение и технология DrMOS

Както вече отбелязахме, всяка захранваща фаза се формира от управляващ драйвер, два MOSFET транзистори, дросел и кондензатор. В същото време един PWM контролер управлява едновременно няколко фази на захранване. Структурно на дънните платки всички фазови компоненти могат да бъдат дискретни, т.е. има отделен драйверен чип, два отделни MOSFET транзистора, отделен индуктор и капацитет. Този дискретен подход се използва от повечето производители на дънни платки (ASUS, Gigabyte, ECS, AsRock и др.). Съществува обаче малко по-различен подход, когато вместо да се използва отделен драйверен чип и два MOSFET транзистора, се използва един чип, който съчетава мощни транзистори и драйвер. Тази технология е разработена от Intelи беше наречен DrMOS, което буквално означава Driver + MOSFETs. Естествено, в този случай се използват и отделни дросели и кондензатори, а за управление на всички фази се използва многоканален PWM контролер.

В момента технологията DrMOS се използва само на дънни платки на MSI. Трудно е да се говори за предимствата на технологията DrMOS в сравнение с традиционния дискретен начин за организиране на фазите на мощността. Тук по-скоро всичко зависи от конкретния чип DrMOS и неговите характеристики. Например, ако говорим за нови платки на MSI за процесори от семейството на Intel Core i7, тогава те използват чипа Renesas R2J20602 DrMOS (фиг. 8). Например на MSI платка Eclipse Plus използва 6-фазен регулатор на напрежението на процесора (фиг. 9), базиран на 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A (фиг. 10) и чипове Renesas R2J20602 DrMOS.

Ориз. 8. DrMOS чип Renesas R2J20602

Ориз. 9. Шестфазен регулатор на напрежението на процесора
базиран на 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A
и DrMOS ICs Renesas R2J20602 на платката MSI Eclipse Plus

Ориз. 10. Шестканален PWM контролер
Intersil ISL6336A

Renesas R2J20602 DrMOS IC поддържа MOSFET честоти на превключване до 2 MHz и е много ефективен. С входно напрежение от 12 V, изходно напрежение от 1,3 V и честота на превключване от 1 MHz, неговата ефективност е 89%. Текущото ограничение е 40 A. Ясно е, че с шестфазно процесорно захранване се осигурява най-малко два пъти токов резерв за микросхемата DrMOS. При реална стойност на тока от 25 A, консумацията на енергия (освободена като топлина) на самия чип DrMOS е само 4,4 вата. Също така става очевидно, че когато се използват чипове Renesas R2J20602 DrMOS, няма нужда да се използват повече от шест фази в регулаторите на напрежението на процесора.

Intel в неговия родител Intel платкаБазиран на DX58S0 Intel чипсет X58 за процесори Intel Core i7 също използва 6-фазен, но дискретен регулатор на напрежението на процесора. За управление на захранващите фази се използва 6-канален PWM контролер ADP4000 от On Semiconductor, а като MOSFET драйвери се използват микросхеми ADP3121 (фиг. 11). Контролерът ADP4000 PWM поддържа интерфейса PMBus (Power Manager Bus) и е програмируем за работа в 1, 2, 3, 4, 5 и 6 фази с възможност за превключване на броя на фазите в реално време. Освен това, използвайки интерфейса PMBus, можете да прочетете текущите стойности на тока на процесора, неговото напрежение и консумация на енергия. Човек може само да съжалява, че Intel не внедри тези функции на чипа ADP4000 в помощната програма за наблюдение на състоянието на процесора.

Ориз. 11. Шестфазен регулатор на напрежението на процесора
базиран на ADP4000 PWM контролер и ADP3121 MOSFET драйвери
на платка Intel DX58S0 (показани са две захранващи фази)

Обърнете внимание също, че всяка захранваща фаза използва мощни транзистори On Semiconductor NTMFS4834N MOSFET с ограничение на тока от 130 A. Лесно е да се досетите, че с такива ограничения на тока самите мощностни транзистори не са тясното място на захранващата фаза. В този случай ограничението на тока на захранващата фаза налага дросел. В разглежданата верига на регулатора на напрежението се използват дросели PULSE PA2080.161NL с ограничение на тока от 40 A, но е ясно, че дори при такова ограничение на тока са достатъчни шест фази на захранването на процесора и има голям резерв за екстремен овърклок на процесора.

Технология за динамично превключване на фазите

Почти всички производители на дънни платки в момента използват технологията за динамично превключване на броя на фазите на захранване на процесора (говорим за дънни платки за процесори Intel). Всъщност, тази технологияв никакъв случай не е нов и е разработен от Intel преди доста време. Въпреки това, както често се случва, след като се появи, тази технология се оказа непотърсена от пазара и за дълго времебеше на склад. И едва когато идеята за намаляване на консумацията на енергия от компютрите завладя умовете на разработчиците, те си спомниха динамичното превключване на фазите на захранване на процесора. Производителите на дънни платки се опитват да представят тази технология като своя и измислят различни имена за нея. Например при гигабайтнарича се Advanced Energy Saver (AES), ASRock - Intelligent Energy Saver (IES), ASUS - EPU, MSI - Active Phase Switching (APS). Но въпреки разнообразието от имена, всички тези технологии се изпълняват по абсолютно същия начин и, разбира се, не са патентовани. Освен това възможността за превключване на фазите на захранване на процесора е вградена в спецификацията Intel VR 11.1 и всички PWM контролери, които са съвместими със спецификацията VR 11.1, я поддържат. Всъщност производителите на дънни платки нямат голям избор тук. Това са или PWM контролери от Intersil (например 6-канален PWM контролер Intersil ISL6336A), или PWM контролери от On Semiconductor (например 6-канален PWM контролер ADP4000). По-рядко се използват контролери от други фирми. Както Intersil, така и On Semiconductor VR 11.1 съвместими контролери поддържат динамично превключване на фазите на мощността. Единственият въпрос е как производителят на дънната платка използва възможностите на PWM контролера.

Естествено възниква въпросът: защо технологията за динамично превключване на захранващите фази се нарича енергоспестяваща и каква е ефективността на нейното приложение?

Помислете например за дънна платка с 6-фазен регулатор на напрежението на процесора. Ако процесорът не е силно натоварен, което означава, че консумираният от него ток е малък, е напълно възможно да се мине с две фази на захранване, а необходимостта от шест фази възниква, когато процесорът е силно натоварен, когато токът, консумиран от тя достига максималната си стойност. Наистина е възможно броят на включените захранващи фази да съответства на тока, консумиран от процесора, т.е. така че захранващите фази да се превключват динамично в зависимост от натоварването на процесора. Но не е ли по-лесно да се използват всичките шест фази на захранване при всякакъв ток на процесора? За да отговорите на този въпрос, трябва да вземете предвид, че всеки регулатор на напрежение сам консумира част от преобразуваното електричество, което се отделя под формата на топлина. Следователно една от характеристиките на преобразувателя на напрежение е неговата ефективност или енергийна ефективност, тоест съотношението на мощността, прехвърлена към товара (към процесора) към мощността, консумирана от регулатора, което е сумата от мощността консумирана от товара и мощността, консумирана от самия регулатор. Енергийната ефективност на регулатора на напрежение зависи от текущата стойност на тока на процесора (неговото натоварване) и броя на включените захранващи фази (фиг. 12).

Ориз. 12. Зависимост на енергийната ефективност (КПД) на регулатора на напрежението
върху тока на процесора с различен брой захранващи фази

Зависимостта на енергийната ефективност на регулатора на напрежението от тока на процесора с постоянен брой фази на захранване е както следва. Първоначално, с увеличаване на тока на натоварване (процесор), ефективността на регулатора на напрежението се увеличава линейно. Освен това се достига максималната стойност на ефективност и с по-нататъшно увеличаване на тока на натоварване ефективността постепенно намалява. Основното е, че стойността на тока на натоварване, при който се достига максималната стойност на ефективност, зависи от броя на захранващите фази и следователно, ако се използва технологията за динамично превключване на захранващите фази, тогава ефективността на регулаторът на захранващото напрежение винаги може да се поддържа на възможно най-високо ниво.

Сравнявайки зависимостите на енергийната ефективност на регулатора на напрежението от тока на процесора за различен брой фази на захранване, можем да заключим: при нисък ток на процесора (с леко натоварване на процесора) е по-ефективно да се използва по-малък брой захранващи фази. В този случай по-малко енергия ще се консумира от самия регулатор на напрежението и ще се отделя като топлина. При високи токове на процесора използването на малък брой фази на захранване води до намаляване на енергийната ефективност на регулатора на напрежението. Следователно в този случай е оптимално да се използва по-голям брой фази на захранване.

От теоретична гледна точка използването на технологията за динамично превключване на фазите на захранване на процесора трябва, първо, да намали общата консумация на енергия на системата и второ, разсейването на топлината върху самия регулатор на захранващото напрежение. Освен това, според производителите на дънни платки, тази технология може да намали консумацията на енергия от системата с цели 30%. Разбира се, 30% е число, взето от тавана. В действителност технологията за динамично превключване на фазите на мощността може да намали общата консумация на енергия на системата с не повече от 3-5%. Факт е, че тази технология ви позволява да пестите електроенергия, консумирана само от самия регулатор на напрежението. Основните консуматори на електроенергия в компютъра обаче са процесорът, видеокартата, чипсетът и паметта и на фона на общата консумация на енергия на тези компоненти, консумацията на енергия на самия регулатор на напрежение е доста малка. Следователно, без значение как оптимизирате консумацията на енергия от регулатора на напрежението, просто е невъзможно да постигнете значителни спестявания.

Маркетингови "чипове" на производителите

Производителите на дънни платки полагат големи усилия, за да привлекат вниманието на купувачите към своите продукти и мотивирано доказват, че са по-добри от тези на конкурентите! Един от тези маркетингови "чипове" е увеличаването на мощността на фазите на регулатора на напрежението на процесора. Ако по-рано шестфазни регулатори на напрежението са били използвани на топ дънни платки, сега те използват 10, 12, 16, 18 и дори 24 фази. Наистина ли имате нужда от толкова много захранващи фази или това е просто маркетингов трик?

Разбира се, многофазните регулатори на захранващото напрежение имат свои собствени безспорни предимствано всичко си има разумна граница. Например, както вече отбелязахме, голям брой фази на захранване позволява използването на компоненти с нисък ток (MOSFET, дросели и капацитет) във всяка фаза на захранване, които, разбира се, са по-евтини от компонентите за ограничаване на висок ток. Сега обаче всички производители на дънни платки използват твърди полимерни кондензатори и дросели с феритни сърцевини, които имат ограничение на тока от най-малко 40 A. MOSFET също имат ограничение на тока от поне 40 A (и напоследък има тенденция към MOSFET). ограничение на тока от 75 A). Ясно е, че при такива ограничения на тока е достатъчно да се използват шест фази на захранване на всяка фаза на вълната. Такъв регулатор на напрежение теоретично може да осигури ток на процесора над 200 A и следователно консумация на енергия над 200 вата. Ясно е, че дори в режим на екстремен овърклок е почти невъзможно да се постигнат такива стойности на ток и консумация на енергия. Така че защо производителите правят регулатори на напрежение с 12 или повече фази, ако шестфазен регулатор на напрежение може също да осигури захранване на процесора във всеки режим на работа?

Ако сравним 6- и 12-фазни регулатори на напрежението, тогава теоретично, когато се използва технология за динамично превключване на фазите на мощността, енергийната ефективност на 12-фазния регулатор на напрежението ще бъде по-висока. Разликата в енергийната ефективност обаче ще се наблюдава само при високи процесорни токове, които на практика са непостижими. Но дори и да е възможно да се постигне толкова висока стойност на тока, при която енергийната ефективност на 6- и 12-фазните регулатори на напрежението ще се различава, тогава тази разлика ще бъде толкова малка, че може да бъде игнорирана. Следователно, за всички съвременни процесори с консумация на енергия от 130 W, дори в режим на екстремно овърклокване, 6-фазен регулатор на напрежението е достатъчен за вълната. Използването на 12-фазен регулатор на напрежението не дава никакви предимства дори при технологията за динамично превключване на фазите. Защо производителите започнаха да правят 24-фазни стабилизатори на напрежението, може да се гадае. Няма здрав разум в това, очевидно те очакват да впечатлят технически неграмотните потребители, за които "колкото повече, толкова по-добре".

Между другото, би било полезно да се отбележи, че днес няма 12- и още повече 24-канални PWM контролери, които контролират захранващите фази. Максимална сумаканалите в PWM контролерите са шест. Следователно, когато се използват регулатори на напрежение с повече от шест фази, производителите са принудени да инсталират няколко PWM контролера, които работят в синхрон. Спомнете си, че управляващият сигнал на ШИМ във всеки канал има известно забавяне спрямо сигнала на ШИМ в другия канал, но тези отмествания на времето на сигнала се изпълняват в рамките на един и същ контролер. Оказва се, че когато се използват например два 6-канални PWM контролера за организиране на 12-фазен регулатор на напрежението, захранващите фази, управлявани от един контролер, се комбинират по двойки с захранващите фази, управлявани от друг контролер. Тоест, първата фаза на захранване на първия контролер ще работи синхронно (без изместване на времето) с първата фаза на захранване на втория контролер. Фазите ще се превключват динамично, най-вероятно и по двойки. Като цяло, това не е "честен" 12-фазен регулатор на напрежението, а по-скоро хибридна версия на 6-фазен регулатор с два канала във всяка фаза.

Отличителни черти:

• Най-малкият двоен усилващ преобразувател: 16-пинов QSOP
• ефективност 90%
• Започнете от 1.5V захранване
• Максимална обща консумация на ток 85 uA
• Консумиран ток в изключен режим 1 μA
• Отделни входове за изключване
• Задвижва два N-канални SMD MOSFET
• Вход и изход за сравнение на изтощена батерия
• Може да се използва като повишаващ или понижаващ преобразувател

Области на употреба:

• Преносимо оборудване с 2- и 3-клетъчно захранване
• Организатори
• Електронни преводачи
• Преносими, преносими инструменти
• Преносими компютри
• Лична цифрови асистенти(PDA)
• Двойни захранвания (логическо и LCD захранване)

Типична превключваща верига:

Подреждане на щифтове:

Описание на ПИН:

Описание:

MAX863 е DC/DC преобразувател с двоен изход, който съдържа два независими усилващи контролера в един компактен пакет. IC е направен с помощта на Bi-CMOS технология и консумира само 85 uA, когато и двата контролера работят. Минималното входно захранващо напрежение е 1,5 V, което позволява използването на тази IC в органайзери, преводачи и друго преносимо оборудване с ниска мощност. MAX863 осигурява ефективност. 90% преобразуване при ток на натоварване от 20 mA до 1A. Тази малка по размер IC се предлага в 16-пинов вариант. пакет QSOP, който заема същите размери като 8-пиновия. SOIC пакет.

IC приема ограничаваща тока импулсно-честотна модулационна архитектура, която се отличава с нисък стартов ток и ниска консумация на ток, като по този начин осигурява висока ефективност. трансформации в широк диапазон на натоварване. Всеки контролер управлява евтин, външен, N-канален MOSFET, оразмерен да отговаря на всеки изходен ток или напрежение.

В по-мощни системи два MAX863 могат да се използват за генериране на 5V, 3.3V, 12V и 28V само с две или три батерии като източник на захранване. За да се ускори времето за проектиране, е наличен комплектът за оценка MAX863EVKIT. Ако е необходим един изходен контролер, вижте документацията за MAX608 и MAX1771.

С този урок започвам поредица от статии за превключващи регулатори, цифрови регулатори и устройства за контрол на изходната мощност.

Целта, която си поставям е разработката на контролер за хладилник на елемент Пелтие.

Ще направим аналог на моята разработка, реализиран само на базата на платката Arduino.

• Това развитие заинтересува мнозина и върху мен заваляха писма с молби да го внедря на Arduino.
• Разработката е идеална за изучаване на хардуера и софтуера на цифровите контролери. В допълнение, той съчетава много от задачите, изучавани в предишните уроци:
  • измерване на аналогови сигнали;
  • работа с бутони;
  • свързване на системи за индикация;
  • измерване на температурата;
  • работа с EEPROM;
  • връзка с компютър;
  • паралелни процеси;
  • и още много.

Ще развивам разработката последователно, стъпка по стъпка, обяснявайки действията си. Какъв ще е резултатът - не знам. Надявам се на пълноценен работещ проект на контролера на хладилника.

Нямам завършен проект. Ще пиша уроци според текущото състояние, така че по време на контролните може да се окаже, че на някой етап съм сбъркал. ще коригирам. Това е по-добре, отколкото аз да отстранявам грешки в разработката и да издавам готови решения.

Разлики между разработка и прототип.

Единствената функционална разлика от прототипната разработка на PIC контролера е липсата на бърз регулатор на напрежението, който компенсира пулсациите на захранващото напрежение.

Тези. тази опцияУстройството трябва да се захранва от стабилизирано захранване с ниско ниво на пулсации (не повече от 5%). На тези изисквания отговарят всички съвременни импулсни блоковехранене.

И опцията за захранване от нестабилизирано захранване (трансформатор, токоизправител, капацитивен филтър) е изключена. Скоростта на системата Arduino не позволява бърз регулатор на напрежението. Препоръчвам да прочетете за изискванията за мощност на елемента на Пелтие.

Разработване на цялостната структура на устройството.

На този етап трябва да разберете най-общо:

• от какви елементи се състои системата;
• на кой контролер да го изпълни;
• има ли достатъчно изводи и функционалностконтролер.

Представям си контролера като „черна кутия“ или „яма за боклук“ и свързвам всичко необходимо към него. След това гледам дали например дъската е подходяща за тези цели. Arduino UNO R3.

В моята интерпретация изглежда така.

Начертах правоъгълник - контролера и всички сигнали, необходими за свързване на елементите на системата.

Реших, че трябва да се свържа с таблото:

• LCD индикатор (за показване на резултати и режими);
• 3 бутона (за управление);
• светодиод за индикация на грешка;
• ключ за управление на вентилатора (за включване на вентилатора на радиатора с гореща страна);
• ключ за превключване на стабилизатор (за регулиране на мощността на елемента на Пелтие);
• аналогов вход за измерване на товарния ток;
• аналогов вход за измерване на напрежението на товара;
• температурен датчик в камерата (точен 1-жилен сензор DS18B20);
• датчик за температура на радиатора (все още не съм решил кой датчик, по-скоро също DS18B20);
• компютърни комуникационни сигнали.

Общо сигналите са 18. При ардуино дъски UNO R3 или Arduino NANO 20 заключения. Остават още 2 заключения в резерв. Може би искате да свържете друг бутон, или светодиод, или сензор за влажност, или вентилатор от студена страна ... Имаме нужда от 2 или 3 аналогови входа, платката има 6. Това е. всичко ни устройва.

Можете да зададете ПИН номера веднага, можете по време на разработката. Назначих веднага. Връзката се осъществява чрез съединители, винаги можете да промените. Имайте предвид, че присвояването на щифтовете не е окончателно.

импулсни стабилизатори.

За точно стабилизиране на температурата и работата на елемента на Пелтие в оптимален режим е необходимо да се регулира мощността върху него. Регулаторите са аналогови (линейни) и импулсни (ключови).

Аналоговите регулатори са регулиращ елемент и товар, свързани последователно към източник на захранване. Чрез промяна на съпротивлението на регулиращия елемент се регулира напрежението или тока на товара. Като регулиращ елемент, като правило, се използва биполярен транзистор.

Контролният елемент работи в линеен режим. Разпределя се "допълнителна" мощност. При големи токове стабилизаторите от този тип са много горещи, имат ниска ефективност. Типичен линеен регулатор на напрежението е чипът 7805.

Този вариант не ни устройва. Ще направим импулсен (ключов) стабилизатор.

Превключващите стабилизатори са различни. Имаме нужда от понижаващ превключващ регулатор. Напрежението на натоварване в такива устройства винаги е по-ниско от захранващото напрежение. Схемата на понижаващия превключващ регулатор изглежда така.

А това е схема на регулатора.

Транзисторът VT работи в ключов режим, т.е. може да има само две състояния: отворено или затворено. Устройството за управление, в нашия случай, микроконтролерът, превключва транзистора с определена честота и работен цикъл.

• Когато транзисторът е отворен, токът протича през веригата: захранване, транзисторен ключ VT, индуктор L, товар.
• Когато ключът е отворен, енергията, съхранена в индуктора, се подава към товара. Токът протича през веригата: индуктор, VD диод, товар.

По този начин постоянното напрежение на изхода на регулатора зависи от съотношението на времето на отворен (topen) и затворен ключ (tclose), т.е. върху коефициента на запълване на управляващите импулси. Чрез промяна на работния цикъл микроконтролерът може да промени напрежението при товара. Кондензатор C изглажда пулсациите на изходното напрежение.

Основното предимство на този метод на регулиране е високата ефективност. Транзисторът винаги е включен или изключен. Следователно върху него се разсейва малко мощност - винаги или напрежението през транзистора е близо до нула, или токът е 0.

Това е класическа схема на превключващ бак регулатор. В него ключовият транзистор е откъснат от общия проводник. Транзисторът е труден за задвижване, което изисква специални вериги за отклонение към релсата на захранващото напрежение.

Затова промених схемата. В него товарът е изключен от общия проводник, но към общия проводник е прикрепен ключ. Това решение ви позволява да управлявате транзисторния превключвател от сигнала на микроконтролера, като използвате прост токов драйвер-усилвател.

• Когато ключът е затворен, токът влиза в товара през веригата: захранване, индуктор L, ключ VT (токовият път е показан в червено).
• Когато ключът е отворен, енергията, натрупана в индуктора, се връща към товара чрез регенеративния диод VD (пътят на тока е показан в синьо).

Практическа реализация на ключовия регулатор.

Трябва да внедрим възел на превключващ регулатор със следните функции:

• действителният ключов контролер (ключ, дросел, регенеративен диод, изглаждащ кондензатор);
• верига за измерване на напрежението на товара;
• верига за измерване на тока на регулатора;
• хардуерна защита от свръхток.

Аз, без почти никакви промени, взех веригата на регулатора от.

Схема на превключващ регулатор за работа с платка Arduino.

Използвах MOSFET транзистори IRF7313 като ключ за захранване. В статия за увеличаване на мощността на контролера на елемента на Пелтие написах подробно за тези транзистори, за възможна замяна и за изискванията за ключови транзистори за тази схема. Ето линк към техническата документация.

На транзисторите VT1 и VT2 е монтиран ключов MOSFET транзисторен драйвер. Това е просто усилвател на ток, по отношение на напрежението дори отслабва сигнала до около 4,3 V. Следователно ключовият транзистор трябва да е нископрагов. Има различни опции за внедряване на драйвери MOSFET транзистори. Включително използване на интегрирани драйвери. Този вариант е най-лесният и евтин.

За измерване на напрежението при натоварване се използва делител R1, R2. С такива стойности на резистора и референтен източник на напрежение от 1,1 V, диапазонът на измерване е 0 ... 17,2 V. Веригата ви позволява да измервате напрежението на втория терминал за натоварване спрямо общия проводник. Изчисляваме напрежението при натоварване, като знаем напрежението на източника на захранване:

Uload = Usupply - Umeasured.

Ясно е, че точността на измерване ще зависи от стабилността на поддържане на напрежението на източника на захранване. Но не се нуждаем от висока точност при измерване на напрежение, ток, мощност на натоварване. Трябва точно да измерваме и поддържаме само температурата. Ще го измерим с висока точност. И ако системата покаже, че елементът на Пелтие има мощност 10 W, но всъщност ще бъде 10,5 W, това няма да повлияе по никакъв начин на работата на устройството. Това се отнася за всички останали енергийни параметри.

Токът се измерва с помощта на датчик за ток на резистор R8. Компонентите R6 и C2 образуват прост нискочестотен филтър.

Най-простата хардуерна защита е монтирана върху елементите R7 и VT3. Ако токът във веригата надвиши 12 A, тогава напрежението на резистора R8 ще достигне прага на отваряне на транзистора от 0,6 V. Транзисторът ще отвори и затвори щифта RES (нулиране) на микроконтролера към маса. Всичко трябва да се изключи. За съжаление, прагът за такава защита се определя от напрежението база-емитер на биполярния транзистор (0,6 V). Поради това защитата работи само при значителни токове. Можете да използвате аналогов компаратор, но това ще усложни веригата.

Токът ще бъде измерен по-точно с увеличаване на съпротивлението на датчика за ток R8. Но това ще доведе до освобождаване на значителна мощност върху него. Дори при съпротивление от 0,05 ома и ток от 5 A, 5 * 5 * 0,05 = 1,25 вата се разсейва на резистора R8. Имайте предвид, че резистор R8 има мощност от 2 вата.

Сега какъв ток измерваме. Измерваме текущата консумация на импулсния регулатор от захранването. Схемата за измерване на този параметър е много по-проста от веригата за измерване на тока на натоварване. Нашият товар е „отвързан“ от общия проводник. За да работи системата, е необходимо да се измери електрическата мощност на елемента на Пелтие. Ние изчисляваме мощността, консумирана от регулатора, като умножим захранващото напрежение по консумирания ток. Нека приемем, че нашият регулатор има ефективност от 100% и решим, че това е мощността на елемента на Пелтие. Всъщност ефективността на регулатора ще бъде 90-95%, но тази грешка няма да повлияе по никакъв начин на работата на системата.

Компонентите L2, L3, C5 са обикновен RFI филтър. Може да не е необходимо.

Изчисляване на дросела на ключовия стабилизатор.

Дроселът има два параметъра, които са важни за нас:

• индуктивност;
• ток на насищане.

Необходимата индуктивност на индуктора се определя от честотата на ШИМ и допустимата пулсация на тока на индуктора. Има много информация по тази тема. Ще дам най-опростеното изчисление.

Приложихме напрежение към индуктора и токът през него започна да увеличава тока. Увеличаване, но не се появи, защото някакъв ток вече тече през индуктора в момента, в който бях включен).

Транзисторът е отворен. Напрежението е свързано към дросела:

Uchoke = Usupply - Uload.

Токът през индуктора започна да се увеличава според закона:

Ичоке = Учоке * топен / Л

• topen - продължителност на импулса публичен ключ;
• L - индуктивност.

Тези. стойността на пулсационния ток на индуктора или колко токът се е увеличил по време на отворения ключ се определя от израза:

Ioff - Ion = Uchoke * topen / L

Товарното напрежение може да се промени. И определя напрежението на дросела. Има формули, които отчитат това. Но в нашия случай бих взел следните стойности:

• захранващо напрежение 12 V;
• минимално напрежение на елемента на Пелтие 5 V;
• означава максималното напрежение на дросела 12 - 5 \u003d 7 V.

Продължителността на импулса на отварянето на публичния ключ се определя от честотата на ШИМ периода. Колкото по-високо е, толкова по-малко индуктивност се нуждае от индуктора. Максимална честотаШИМ платка Arduino 62.5 kHz. Ще ви кажа как да получите такава честота в следващия урок. Ще го използваме.

Да вземем най-лошия случай - ШИМ превключва точно в средата на периода.

• Продължителност на периода 1/62500 Hz = 0.000016 sec = 16 µs;
• Продължителност на публичния ключ = 8 µs.

Пулсациите на тока в такива вериги обикновено се настройват на 20% от средния ток. Да не се бърка с пулсации на изходното напрежение. Те се изглаждат от кондензатори на изхода на веригата.

Ако позволим ток от 5 A, тогава вземаме пулсация на тока от 10% или 0,5 A.

L = Uchoke * topen / Ipulsation = 7 * 8 / 0,5 = 112 μH.

Ток на насищане на индуктор.

Всичко в света си има граница. И дросела също. При някакъв ток той престава да бъде индуктивност. Това е токът на насищане на индуктора.

В нашия случай максималният ток на индуктор се определя като средния ток плюс пулсации, т.е. 5,5 A. Но е по-добре да изберете тока на насищане с марж. Ако искаме хардуерната защита да работи в тази версия на веригата, тогава тя трябва да бъде поне 12 A.

Токът на насищане се определя от въздушната междина в магнитната сърцевина на индуктора. В статии за контролери на елементи на Пелтие говорих за дизайна на дросела. Ако започна да разширявам подробно тази тема, тогава ще оставим Arduino, програмирането и не знам кога ще се върнем.

Дроселът ми изглежда така.

Естествено, проводникът на намотката на индуктора трябва да има достатъчно напречно сечение. Изчислението е просто - определяне на топлинните загуби поради активното съпротивление на намотката.

Активно съпротивление на намотката:

Ra = ρ * l / S,

• Ra е активното съпротивление на намотката;
• Ρ – съпротивление на материала, за мед 0,0175 Ohm mm2/m;
• l е дължината на намотката;
• S е напречното сечение на намотката.

Топлинни загуби върху активното съпротивление на индуктора:

Ключовият регулатор черпи приличен ток от захранването и този ток не трябва да се допуска да преминава през платката Arduino. Диаграмата показва, че проводниците от захранването са свързани директно към блокиращите кондензатори C6 и C7.

Основните импулсни токове на веригата преминават през веригата C6, натоварване, L1, D2, R8. Тази верига трябва да бъде затворена от връзки с минимална дължина.

Общият проводник и захранващата шина на платката Arduino са свързани към блокиращия кондензатор C6.

Сигналните проводници между платката Arduino и модула на регулатора на ключовете трябва да са с минималната дължина. Кондензаторите C1 и C2 са най-добре поставени на конекторите към платката.

Сглобих платката. Запоени са само необходимите компоненти. изглежда сглобена веригаИмам така.

Настроих ШИМ на 50% и проверих работата на веригата.

• При захранване от компютър платката формира дадена ШИМ.
• При със собствено захранванеОт външно захранване всичко работи отлично. На дросела се образуваха импулси с добри фронтове, на изхода имаше постоянно напрежение.
• Когато включих захранването едновременно от компютъра и външното захранване, изгоря платката на Arduino.

Моя глупава грешка. Нека ви кажа, за да не го повтори някой. Като цяло, свързване външно тялозахранването трябва да е точно, позвънете на всички връзки.

Случи ми се следното. Във веригата нямаше VD2 диод. Добавих го след този проблем. Реших, че платката може да се захранва от външен източник през щифта Vin. Самият той пише в урок 2, че платката може да се захранва от външен източник през конектора (RWRIN сигнал). Но си мислех, че е един и същ сигнал, само че на различни конектори.